BiCMOS-Anwendungen in der Niedervolt-Analogtechnik

Übersicht Hohe Treiberfähigkeit und hohe Geschwindigkeit finden sich als Schlagworte zu BiCMOS in der Literatur. Dies gilt sowohl für reine Digitalschaltungen als auch für Schaltungen mit analogen Komponenten. An zwei Beispielen sollen die Möglichkeiten von BiCMOS bei niedriger Versorgungsspannung aufgezeigt werden. Das erste Beispiel behandelt einen 2V Audioverstärker mit Treiber für 200 Ohm Last, das zweite Beispiel stellt einen Klasse-D-Verstärker für Hörgeräteanwendungen dar.

---

BiCMOS circuits for low voltage analog applications

Contents High driving capability and high speed are often used keywords in BiCMOS literature. This is valid for purely digital ICs and for circuits which contain analog BiCMOS parts. Two circuit examples presented in this article shall illuminate the abilities of BiCMOS analog circuits which are powered with low voltage supplies. The first example is a 2V audio amplifier and driver circuit capable of driving a 200 load. The second example is a class-D power stage for hearing aid applications.

     

Für die Dokumentation

Zusammenfassung Zwecks Berechnung der Kräfte, die eine keilförmige Unebenheit im Luftspalt erfährt, wurde das betrachtete Luftspaltgebiet konform auf die obere Hälfte der -Ebene abgebildet. Dabei wurden die Pole in der -Ebene so festgelegt, daß die Ausführung der Integration des Abbildungsdifferentials entlang der hochpermeablen Konturen in einfacher Weise hypergeometrische Reihen ergab. Die in der -Ebene vorgenommene Berechnung der Kräfte führte damit auf geschlossene Ausdrücke mit hypergeometrischen Reihen. Dabei wurde in allgemeiner Form nachgewiesen, daß die keilförmige Unebenheit unabhängig von deren Gestalt keine Tangentialkraft erfährt. Die verbleibende NormalkraftK wurde auf die KraftK ₀ bezogen, die auf die Grundfläche des Keiles bei dessen Abwesenheit auf die ebenen Flächen der Luftspaltbegrenzung wirkt. Die in dem gesuchten VerhältnisK/K ₀ auftretenden hypergeometrischen Reihen wurden durch Transformation so umgeformt, daß deren Argumente im Bereich 01 lagen. Dadurch konnte die praktische Kraftberechnung mit wenigen Gliedern der hypergeometrischen Reihen vorgenommen werden. Aufgrund dieser Tatsache wurde auch eine einfache Näherungsbeziehung aufgestellt, die die Berechnung des gesuchten Kraftverhältnisses als Funktion der bezogenen Keilhöhe mit dem Rechenschieber gestattet. Über die Größe der auftretenden Kräfte geben die Diagramme Aufschluß, die einer-seits für einen rechtwinkligen und andererseits für einen symmetrischen Keil angegeben wurden Die gefundenen geschlossenen Beziehungen sind natürlich für alle Keilwinkel und der Eigenschaft 0<, <1/2 gültig, wodurch das gestellte Problem in allgemeinster Form gelöst wurde.     

Schaltungsüberprüfung eines 4 Mb DRAM mit einem Submikron-Elektronenstrahl-Meßgerät

Übersicht Die Elektronenoptik der Niederspannungssäule eines Submikron-Elektronenstrahl-Meßgerätes (Sub-m-EMG) wird beschrieben. Der Durchmesser des Elektronenstrahls erreicht für eine Strahlspannung von 1 kV und einen Probenstrom von 2,5 nA einen Wert von nur 0,12 m. Das bei internen Signalverlaufsmessungen auftretende Übersprechen durch benachbarte Leitbahnen (crosstalk-Fehler) konnte für 1,1 m breite Bahnen auf etwa 3% begrenzt werden. Für den Nachweis des Lesesignals eines 4 Mb DRAM (Dynamic random access memory, d. h. dynamischer Speicher mit wahlfreiem Zugriff) ist die Spannungsauflösung des Meßsystems ausreichend. Damit kann das Sub-m-EMG zur internen Schaltungsüberprüfung des 4 Mb DRAM eingesetzt werden, wie an ausgewählten Beispielen illustriert wird. Die insgesamt ermittelten Leistungsdaten werden aber auch der zukünftigen Speichergeneration — dem 16 Mb DRAM — gerecht. Einige noch notwendige Verbesserungen für eine insgesamt erfolgreiche Schaltungsanalyse an Sub-m-Schaltkreisen werden kurz diskutiert.

---

Chip verification of a 4 Mb DRAM by a submicron electronbeam tester

Contents The electron-optical low-voltage column of the submicron electron-beam tester will be described. An electron probe diameter of 0.12 m at a probe current of 2.5 nA as well as a beam voltage of 1 kV has been realized. It is shown that in the case of waveform measurements on 1.1 m interconnection lines, the crosstalk error is only approximately 3%. The voltage resolution is sufficient to allow the sense signal of a 4 Mb DRAM (dynamic random access memory) to be verified. Typical examples demonstrate the benefits and flexibility of the contactless e-beam probing due to the allover verification requirements of the 4 Mb DRAM. Besides this the measured performance data enable the circuit analysis of the next DRAM-generation, the 16 Mb DRAM. The improvements still necessary for such future applications are briefly discussed.

     

Das Feld der elektromagnetischen Strahlung im Innern eines hohlen Drehparabols mit einem axial gerichteten elektrischen oder magnetischen Dipol im oder vor dem Brennpunkt

Ohne ZusammenfassungZusammenstellung der Formelzeichen =2 f die Kreisfrequenz und die gewöhnliche Schwingungszahl in Hz/s, - exp (–it) das Zeitgesetz der stationären Dipolschwingung - g ^(e)=–i die elektrodynamische Leitfähigkeit für den elektrischen Verschiebungsstrom in S/cm mit= =1/36·10^–11 F/cm für das Vakuum - g ^(m)=+i die elektrodynamische Leitfähigkeit für den magnetischen Verschiebungsstrom in Ohm/cm mit=4·10^–H/cm für das Vakuum - c=()^–1/2 die dem Medium zukommende Lichtgeschwindigkeit in cm/s, - =c/f die der aufgedrückten Schwingung zukommende Vakuumwellenlänge in cm - 2/ die Wellenzahl des Mediums in 1/cm - (/)^1/2 der Wellenwiderstand der freien Raumwelle mit dem Zahlenwert 120 Ohm - die elektrische und magnetische Feldstärke in V/cm und A/cm - x, y, z die drei rechtwinkligen und rechtshändigen Cartesischen Koordinaten - , , die drei rechtwinkligen und rechtshändigen Zylinderkoordinaten - , , die drei rechtwinkligen und rechtshändigen parabolischen Koordinaten - _r der Wert für die parabolische Koordinate in der Begrenzungsfläche des parabolischen Horns oder die Brennweite des Drehparabols in cm - _q der Wert für die parabolische Koordinate, die die Lage des Dipols auf der Achse fixiert - ^'=2k die dimensionslosen, reduzierten, parabolischen Koordinaten - R, R _q der Abstand des Brennpunkts oder des Dipols vom Aufpunkt in cm - I ^(e)·,I ^(m)· das elektrische oder magnetische Moment des Dipols in A/cm und V/cm mit als elementare Dipollänge - zwei Hilfsvektoren in A und V, von denen nur diez-Komponente von Null verschieden ist     

Die optimale Projektierung eines magnetischen Kreises mit Dauermagnet für Lautsprecher

Übersicht Der magnetische Kreis des Lautsprechers ist eine wichtige Anwendung der harten Ferrite. Das Kennen des magnetischen Streuflusses und folglich die optimale Projektierung dieses magnetischen Kreises ist von großer Bedeutung, wenn man das mögliche Magnetstoffersparnis berücksichtigt. In der vorliegenden Arbeit wurde eine Methode zur Optimierung des magnetischen Kreises mit Dauermagnet für Lautsprecher angegeben, wobei die Berechnungen durch die Integration der Feldgleichungen durchgeführt werden.

---

Contents The magnetic circuit of the loudspeakers is an important application of hard ferrites. The knowledge of the magnetic leakage flux and consequently the optimum design of this magnetic circuit is of great importance, because of the possible economy of magnetic materials. In this paper a method for optimisation of magnetic circuits with permanent magnet for loudspeakers is presented. The calculations were performed by integration of field equations.

---

Übersicht der verwendeten Symbole A Querschnitt des ringförmigen Dauermagneten - A Querschnitt des Luftspaltes - a, b, c, d, g, h, l, Abmessungen des magnetischen Kreises - a ⁰ =a + ⁰ (Bild 2) - B _m =B mittlere Induktion im Inneren des Dauermagneten - B Induktion im Luftspalt - F hypergeometrische Funktion - G Hilfsfunktion für die Berechnung der Streuung im Bereich III - H _m =–H mittlere Feldstärke im Inneren des Dauermagneten - k _n Nutzfaktor - P _m optimaler Betriebspunkt (Bild 1) - P ₀ maximaler Punkt der KennlinieB _m =f(B _m H _{m 0})(Bild 1) - V _I,V _II,V _III magnetische Potentiale der inneren (I), oberen (II) und äußeren (III) Zone - V ₀ magnetisches Potential der Polplatte - v Volumen des Dauermagneten - v Volumen des Luftspaltes - T - u ₂ Hilfsveränderliche (Beziehung (24) - z, r zylindrische Koordinaten - ⁰ äquivalenter Luftspalt, der eine Potentialstufe bestimmt, die durch die äußere Fläche des Bolzens denselben Fluß wie das reelle Potential erzeugt - ^* äquivalenter Luftspalt, der eine Potentialstufe bestimmt, die durch das Ende des Bolzens denselben Fluß wie das reelle Potential erzeugt - ⁰=4·10^–7 (H/m) Vakuumpermeabilität - Streufaktor - ₀ Gesamtfluß, der in den Magneten durch seine Basis eindringt - _I, _II, _III Teilstreuflüsse (Bild 2) - _n Hauptfluß im Luftspalt - _s gesamter Streufluß - _s magnetischer Bezugsfluß - ^* = 4a V _{0 0} Hilfsfunktionen für die Berechnung der Streuung im Bereich I     

Short circuit losses in three phase arrangements with nonmagnetic enclosure

Contents In this paper analytic relations are developed for the calculation of the shell losses in three phase arrangements with nonmagnetic enclosure, for the steady state and the short circuit conditions. The phase conductors are taken as filamentary. The losses result as Fourier series ofn terms. Parametric investigations showed that a restriction on two terms gives results of great accuracy for the steady state losses. The analytic relations for the short circuit losses calculation are cumbersome. These losses can be calculated from the steady state losses, that are given from simpler relations, by an appropriate coefficient given here from the relevant curves.

---

Kurzschlußverluste in Dreileiterkapselungen mit unmagnetischem Mantel

Ubersicht In dieser Arbeit werden analytische Beziehungen zur Berechnung der Mantelverluste für Dreileiterkapselungen mit unmagnetischem Mantel im stationären Betrieb und im Kurzschlußfall entwickelt. Die Innenleiter werden als Linienleiter betrachtet (Leiterradiusr=0). Die Verluste erhält man als Fourier-Reihen mitn Gliedern. Durch Parameteruntersuchungen der Verluste im stationären Betrieb ergibt sich, daß die ersten beiden Glieder für die erforderlichen Genauigkeit ausreichend sind. Die analytischen Beziehungen für dieKurzschlußverlust-berechnung sind umfangreich. Diese Verluste können aber aus den Verlusten im stationären Betrieb mit Hilfe eines geeigneten Faktors berechnet werden, der aus Diagrammen entnommen werden kann.

---

List of symbols A _M vector potential at the shell - A _n ,B _n Fourier coefficients - d _M shell thickness - i instantaneous current - I _cc RMS value of the short-circuit current - I _th thermal equivalent short-time current - K _M current line density at the shell - K _Mth thermal equivalent short-time current line density - m conductor distance from the arrangement center - n terms of Fourier series - p abbreviation, eq. (10) - P _cc short-circuit shell losses per unit length - P _M steady-state shell losses per unit length - P _M 0 reference shell losses per unit length, eq. (13) - q abbreviation, eq. (A. 2a) - Q thermal losses per unit length - R resistive component of the short-circuit power system impedance - R{imM} mean shell radius - R _s shell resistance per unit length - t time - T _cc short-circuit duration - X inductive component of the short-circuit power system impedance - angle; describes the instantaneous values of voltages at the moment of fault appearance - angle of the short-circuit power system impedance, eq. (2) - skin depth - factor for the computation of short-circuit current, eq. (26) - _M shell conductivity - _M surface conductance of the shell _M = _M d _M - eigenvalue (=1/) - ₀ vacuum permeability ( ₀=4×10^–7H/m) - time constant, eq. (3) - circular system frequency     

Fast algorithms for load-flow problems

Contents In a recent paper [1], a model of a parallel processing system (PAPROS) was described and associated algorithms for solving the load flow problem were developed. In order to evaluate gains brought about by using PAPROS instead of a standard mono-computer, an overhead factord will be defined and computed in Section 2. This computation shows that for parallel execution the Gauss- Jordan method is preferable to straightforward elimination and the reasons for this unexpected result are explained. In Section 3, two new factorization methods, the block-elimination and Danilewski algorithms, are discussed. The first is superior to known methods, if executed on PAPROS. In Section 4 a general method to speed up the solution of direct methods is developed. In conclusion (Section 5) the contributions of the paper are listed.

---

Übersicht In Aufsatz [1] wurden ein Modell eines parallelen Rechner-systems (PAPROS) und zugehörige Algorithmen zur Lösung des Lastflußproblems vorgeschlagen. In Abschnitt 2 wird ein Bewertungsfaktord definiert, um den Vorteil von PAPROS gegenüber den üblichen Mono-Computern angeben zu können. Dieser Faktor wird für verschiedene Algorithmen berechnet. Bei der Diskussion der dabei erhaltenen Ergebnisse zeigt sich, daß die parallele Ausführung der Gauss-Jordan-Methode einer direkten Elimination vorzuziehen ist. Die Begründung für dieses unerwartete Ergebnis wird gegeben. In Abschnitt 3 werden zwei neue, direkte Methoden diskutiert: Block-Elimination und ein Algorithmus nach Danilewski. Der erste erweist sich bei einer parallelen Ausführung als anderen Methoden überlegen. In Abschnitt 4 wird eine all-gemeine Methode zur Beschleunigung der direkten Lösungen beschrieben. Die Arbeit schließt mit einer Zusammenstellung der Ergebnisse.

     

Der Asynchronmotor mit drei und sechs Wicklungssträngen am stromeinprägenden Wechselrichter

Übersicht Für Drehzahlstellantriebe größerer Leistung bietet der Käligläufermotor mit 6 Wicklungsphasen und Versorgung durch zwei Stromumrichter deutliche Vorteile gegen-fiber dem 3-Phasenmotor mit 6-pulsiger oder auch 12-pulsiger Umrichterspeisung. Es werden die Größen untersucht und verglichen, die für die Wechselwirkung zwischen Motor und Umrichter charakteristisch sind:Die Induktivitäten und Phasenkopplungen, das Ersatzschahbild, die Pendelmomente und die Wirbelstromverluste.

---

The current-source inverter-supplied induction motor with three and six phases

Contents For speed control drives of greater power ratings the induction motor with 6 phases supplied by two current source inverters is superior to the 3-phases motor supplied by an inverter working in 6- or 12-pulse mode. All quantities characteristic for interactions between motor and inverter are analysed.The inductances and phase couplings, the electrical equivalent circuit, the torque harmonics and the eddy current losses.

---

Verwendete Symbole d _L Leiterdurchmesser - f, f ₁ Speisefrequenz - k() Kopplungsfaktor zweier um den Winkel versetzter Stränge - Widerstandserhöhung der in Nuten liegenden Leiter - Widerstandserhöhung der gesamten Wicklung - l _i ideelle Eisenlänge - l _s mittlere Länge der Stirnverbindungen - L _h Hauptinduktivität - L _K Kurzschlußinduktivität - L ₁,L ₂ Ständer- bzw. Läuferstreuinduktivität - L _N Nutstreuinduktivität - L _oS Stirnstreuinduktivität - L _oW Induktivität der doppelt verketteten Streuung - m Strangzahl - m _el Luftspaltmoment (als Zeitfunktion) - M _N Nennmoment - n Drehzahl - n Ordnungszahl für (räumliche) Oberwellen des Luftspaltfeldes - N Nutzahl - p Polpaarzahl - q Zahl der Ständernuten je Pol und Strang - s Sehnung in Nutteilungen - t _smin minimale Schonzeit der Thyristoren - V Magnetisierungsdurchflutung eines Pols - Windungszahl eines Stranges - _Sp Windungszahl einer Spule - W _S Spulenweite - Operatorimpedanz - Phasenverschiebung zwischen den Strömen der Ober- und Unterschicht - _res magnetisch wirksamer Luftspalt - ... Beiwert des magnetischen Leitwerts - Ordnungszahl der (zeitlichen) Oberschwingungen der Ströme und des Drehmoments - reduzierte Leiterhöhe nach [10] - _(n ) Wicklungsfaktor fürn-te Oberwelle des Luftspaltfelds - _K für die Kommutierung wirksamer totaler Streufaktor - _p Polteilung - (), () Hilfsfunktionen, siehe Gleichungen (54), (57) - Polfluß - verketteter Fluß - , Winkel, siehe Bild 9 - , ₁ Speisefrequenz - ₂ Läuferkreisfrequenz - ₀ Eigenkreisfrequenz des Kommutierungskreises Indizierung u ₁,i ₁,U ₁,... Ständergrößen - u ₂,i ₂,U ₂,... Läufergrößen - L _..a Stranginduktivität - L _..b Koppelinduktivität zweier um 30° versetzter Stränge - L _..c Sternpunktinduktivität - I _..(), Î_..(), M_..(),... Anteil der -ten Oberschwingung - Anteil dern-ten Oberwelle     

Die zweidimensionale Stromverdrängung in einer wechselstromdurchflossenen,trapezförmigen Nut

Übersicht Es wird in dieser Arbeit die Stromverteilung in einem hinreichend langen, metallischen Stab von trapezförmigem Querschnitt berechnet, der von einem Wechselstrom durchflossen wird und bis auf einen schmalen, von einem magnetischen Wechselfeld erfüllten Luftschlitz von allen Seiten ohne merklichen Luftzwischenraum und isoliert in eine unendlich permeable, metallische Hülle eingebettet liegt. Der Umriß des Leiters mit dem trapezförmigen Querschnitt besteht aus zwei gegenüberliegenden, gleich langen, auseinander-strebenden Geradenstücken, deren Endpunkt oben und unten durch konzentrische Kreisbogen verbunden sind. Die maßgebende partielle Differentialgleichung für die FeldkomponenteE _z (, ) in Richtungz der Längsstreckung eines solchen Nutenleiters entspricht dann der ebenen Wellengleichugn in Zylinderkoordinaten.Nicht streng erfaßbar ist bei Anwendung dieser Methode geradeso wie in den beiden anderen bereits durchgerechneten Fällen, wo es sich um einen rechteckigen oder kreisförmigen Nutenquerschnitt handelt, der Einfluß der Öffnungsweite des Nutenschlitzes in der Oberfläche des Nutenleiters. Ist er hinreichend schmal, so kann die Verteilung der maßgebenden magnetischen Feldkomponente als gleichmäßig angesehen werden. Bei genaueren Rechnungen müßte man über die Fourierkomponenten des Feldes der magnetischen Induktion im Nutenschlitz Bescheid wissen. Diese Annahme wird in der Arbeit gemacht.

---

Summary In this paper is reported on the distribution of an alternating current over the trapezoid crosssection of a metallic and sufficiently long conductor, who ist embedded in an infinitely permeable envelop up to a narrow air slit containing an alternating magnetic field, the feeler of the airgapfield between stator and rotor. The contour of the conductor with the trapezoid cross-section is composed here of two equally long opposite but divergent straight lines. The endpoints of which on the two ends are connected by two concentric circular arcs. The decisive partial differential equation for the field componentE _z (, ) in the direction of the conductor corresponds to the two dimensional wave equation in cylinder coordinates.As in the two other cases which are already counted over conformal with this method, namely in the cases of the rectangular and circular cross-section, the influence of the width of the slit is not exactly to realise. In cases which call for more excit calculations, it would be necessary to have knowledge of the Fourier-components of the magnetic induction in the slits of the grooves.

---

Übersicht der Abkürzungen und der mathematischen Zeichen E die elektrische Feldstärke in V/m als Betrag des Vektors , - H die magnetische Feldstärke in A/m als Betrag des Vektors , - B die magnetische Induktion oder die Flußdichte in Vs/m² als Betrag von , - ₀ die magnetische Feldkonstante von der Größe 4·10^–9 H/m, die elektrische Leitfähigkeit des Nutenleiters in S/m - =2f die Kreisfrequenz in 1/s - d=(2/₀)^1/2 das Eindringmaß in m - die imaginäre Einheit - eine besondere komplexe Konstante mit der Dimension 1/m - 2 die totale Winkelbreite des keilförmigen Nutenleiters - , ,z die drei Zylinderkoordinaten mit [, ,z] in m - _i , _a die Radien der oberen und unteren Begrenzungskreisbögen des Nutenquerschnitts von Bild 1 in m - 2 der doppelte öffnungswinkel zwischen den Zahnflanken - I (h )K _r (h ) die beiden modifizierten Zylinderfunktionen mit dem Parameter - die beiden, in ihren Richtungen von abhängenden Einheitsvektoren im Zylinderkoordinatensystem - der dritte, stets parallel zurz-Achse gerichtete Einheitsvektor - D _n die Koeffizienten in der maßgebenden Fourier-Entwicklung vonB (, ) in Gl. 2(9) mit der Dimension Vs/m (n=0, 1, 2 ...), - e ^jt das Gesetz der zeitlichen Strom- und Feldänderungen Mit 4 Textabbildungen     

Das elektromagnetische Feld eines in Seewasser parallel zum Spiegel verlegten,geraden, stromdurchflossenen,isolierten Drahtes mit blanken Enden in dem dreifach geschichteten Raum: Luft,Wasser, Erde

Inhaltsübersicht Die Aufgabe und ihre Daten—1. Das elektrische Strömungsfeld und das parasitäre elektrische Luftfeld: 1.1. Die formale Lösung für das elektrische Strömungsfeld; 1.2. Die Lösung der Aufgabe in Reihenform und der Zusammenhang mit der Methode der elektrischen Bilder; 1.3. Die Potentialfunktion des vom Strömungsfeld abhängenden elektrostatischen Feldes im Luftraumz0; 1.4. Die Berechnung der elektrischen Strömung i(_±, z) aus der PotentialfunktionV(, ,z) und die Darstellung in Zylinderkoordinaten—2. Das Magnetfeld des Strömungsfeldes: 2.1. Die grundlegenden Integraldarstellungen für die drei Komponenten des Vektorpotentials; 2.2. Die drei inhomogenen und verkoppelten partiellen Differentialgleichungen für die drei Komponenten des Vektorpotentials, die HilfsfunktionU(, ,z) im FalleB _z=0; 2.3. Die direkte Berechnung der KomponenteA _z(, ,z) des Vektorpotentials; 2.4. Die direkte Berechnung der KomponentenA (, ,z) undA (, ,z) des Vektorpotentials aus den Integraldarstellungen; 2.5. Das Vektorpotential und das Magnetfeld der stromdurchflossenen Kabellänge zwischen den Punkten (±a,o,—h); 2.6. Der magnetische Feldanteil mitB _z=0–3. Schlußbemerkungen.Physikalische Bedeutung der benutzten Symbole; Einheiten , ,z;x, y, z die Zylinderkoordinaten oder die kartesischen Koordinaten des Aufpunktes, - , ,z die Koordinaten des Quellpunktes oder des Wirbelpunktes; in beiden Fällen sind die Längen in m zu messen, - die elektrische Leitfähigkeit in S/m; Index 1 Wasser, Index 2 Erdkörper - h Abstand des Kabels von der Meeresoberfläche in m - H mittlere Tiefe des Meeres über die Länge des Kabels in m - ₀ die Dielektrizitätskonstante der Luft - ₀ die Permeabilität von Luft, Wasser, Erdkörper: - i elektrische Stromdichte in A/m² - V Potentialfunktion in V - U das Vektorpotential in Vs/m - B die magnetische Induktion in Vs/m² - qF die elektrische Flächenladung As/m² Mit 2 Textabbildungen     

Meßspulen zur Analyse des Luftspaltfelds elektrischer Maschinen

Übersicht Dieser Beitrag beschäftigt sich mit der meßtechnischen Erfassung einzelner Komponenten des Luftspaltfeldes elektrischer Maschinen mit Hilfe von meßspulen. Nach der Herleitung eines allgemeinen Ausdrucks für die in beliebigen meßspulenanordnungen induzierte Spannung wird ein neues Verfahren zum Entwurf besonders selektiver Meßspulensysteme anhand konkreter Beispiele vorgestellt. Die Abhängigkeit der induzierten Spannung von der Lage der Meßspulen am Umfang wird ebenso erörtert wie Besonderheiten mehrsträngiger Meßspulensysteme. Den Abschuß bilden Hinweise zur praktischen Ausführung.

---

Search coils for the analysis of the air-gap flux of electrical machines

Contents This paper deals with the measurement of certain space harmonics of the air-gap flux of electrical machines by means of search coils. A general equation for the induced voltage in any given system of search coils is given. A novel method for the design of highly selective search coils is presented, including many examples. The dependence of the induced voltage on the position of the search coils is discussed, as well as the special quality of multi-phase search coils. Finally, hints for the practical implementation are given.

---

Liste der Verwendeten Formelzeichen B, b magnetische Induktion - B Amplitude einer Induktionswelle der Polpaarzahl - f Frequenz einer Drehwelle der Polpaarzahl in Ständerkoordinaten - g ganze Zahl - j imaginäre Einheit - k ganze Zahl - l ideelle Länge der Maschine - m _M Strangzahl des Meßspulensystems - n Ordnungszahl einer Symmetrischen Komponente der Nutdurchflutung - Menge der natürlichen Zahlen - N ₁ Ständernutzahl - minimale Ständernutzahl, mit der eine Meßwicklung realisiert werden kann - R Bohrungsradius - t Zeit - Zeitzeiger der Nullkomponente der Meßspulenspannung - Zeitzeiger der Gegenkomponente der Meßspulenspannung - u _i Augenblickswert der von einer Feldwelle der Polpaarzahl induzierten Spannung - Zeitzeiger der induzierten Spannung - Zeitzeiger der Mitkomponente der Meßspulenspannung - Felderregung, magnetische Spannung - x (Ständer-) Umfangskoordinate im Bogenmaß - y axiale Koordinate parallel zur Ständernutung - Menge der ganzen Zahlen - z _SK maximale Zahl von Null verschiedener Symmetrischer Komponenten - z _w Zahl der Windungen einer Meßwicklung - _S Schrägungswinkel der Läufernuten gegenüber den Ständernuten - effektive Leiterzahl einer Meßwindung bezüglich der Polpaarzahl - Schrägungsordnungszahl einer Drehwelle der Ordnungszahl - Polpaarzahl einer Drehwelle - _R Polpaarzahl des Referenzfelds für die Fehlerdiagnose - _U Polpaarzahl einer die Diagnose störenden Feldwelle - , _n Wicklungsfaktor bezüglich der Polpaarzahl bzw. der Symmetrischen Komponenten - _m Maschenfaktor - _S Schrägungsfaktor - Kreiszahl - Summenzeichen - , ₁, ₂ Versatz zweier Meßleiter in Nutteilungen - , ₁, ₂ Versatz zweier Meßleiter im Bogenmaß - _h Lage des Hinleiters einer Spule - _M Versatz zweier Stränge eines Meßspulensystems - _r Lage des Rückleiters einer Spule - _u Phasenlage der induzierten Spannung - _v Phasenwinkel einer Drehwelle der Polpaarzahl      

Impedance/Dielectric Spectroscopy of Electroceramics–Part 1: <Emphasis Type="Italic">Evaluation of Composite Models for Polycrystalline Ceramics</Emphasis>

In the microcrystalline regime, the electrical (impedance/dielectric) behavior of grain boundary-controlled electroceramics is well described by the brick-layer model (BLM). In the nanocrystalline regime, however, grain boundary layers can represent a significant volume fraction of the overall microstructure. Simple boundary-layer models no longer adequately describe the electrical properties of nanocrystalline ceramics. The present work describes the development of a pixel-based finite-difference approach to treat a nested-cube model (NCM), which is used to investigate the validity of existing models for describing the electrical properties of polycrystalline ceramics over the entire range of grain core vs. grain boundary volume fractions, from the nanocrystalline regime to the microcrystalline regime. The NCM is shown to agree closely with the Maxwell-Wagner effective medium theory.     

Dreidimensionale analytische Berechnung des Statorfeldes eines Turbogenerators mit supraleitender Erregerwicklung

Übersicht Das Feld der dreisträngigen Statorwicklung wird unter Berücksichtigung der genauen Anordnung der Statorwicklung (Leiterbreite, Wicklungsradius, Unterschicht/Oberschicht, Wickelköpfe) dreidimensional für den stationären Betrieb berechnet. Magnetische und elektrische Schirme der Maschine sind als ideale Berandungen berücksichtigt.

---

Contents The magnetic field of the stator winding is calculated during steady-state operation in its three dimensions taking into account the exact configuration of the winding (width of the conductors, radius of stator conductors, top/bottom layer, end windings). Magnetic and electric shields of the machine are considered in form of ideal boundarys.

---

Übersicht der wichtigsten verwendeten Symbole A Strombelagshöchstwert - a Augenblickswert des Strombelages, örtlicher Wert des Strombelages - B Induktionshöchstwert - b Augenblickswert der Induktion, örtlicher Wert der Induktion - b Induktionsvektor (Augenblickswert) - b _K Wicklungsbreite, Kupferbreite - g halbe Periodenlänge - I _n (x) modifizierte Besselfunktion 1. Art undn-ter Ordnung mit dem Argumentx - I _n (x) Ableitung vonI _n (x) nach dem Argumentx - I Effektivwert eines Wechselstromes - I komplexer Effektivwert eines Wechselstromes - i Augenblickswert eines Wechselstromes Zählziffer - j imaginäre Einheit - K _n (x) modifizierte Besselfunktion 2. Art undn-ter Ordnung mit dem Argumentx - K _n (x) Ableitung vonK _n (x) nach dem Argumentx - l axiale Länge des geraden Wicklungsteils - l _K axiale Länge des Wickelkopfes - n Absolutbetrag von ₁·p - p Polpaarzahl - Q Nutenzahl je Pol - q Nutenzahl je Pol und Strang - r radiale Koordinate - S Spulenweite einer Statorspule im Bogenmaß oder als Vielfaches der Nutteilung angegeben - T Periodenlänge - t Zeit - t _p Polteilung im Bogenmaß oder als Vielfaches der Nutteilung angegeben - V Höchstwert des Vektorpotentials - v Augenblickswert des Vektorpotentials - v Vektor des Vektorpotentials (Augenblickswert) - W _Sp Spulenweite einer Statorspule im Bogenmaß - Z Leiter in Reihe geschaltet - z axiale Koordinate - räumlicher Winkel - räumlicher Differenzenwinkel - räumlicher Verdrehungswinkel - z Breite der Streifen, in die die Wickelköpfe der Statorwicklung aufgeteilt sind - räumlicher Umfangswinkel - elektrische Leitfähigkeit - Ordnungszahl von Wellen, die sich in axialer Richtung räumlich und zeitlich sinusförmig ändern - ₀ magnetische Feldkonstante - _r Permeabilitätszahl - Ordnungszahl von Wellen, die sich in Umfangsrichtung räumlich und zeitlich sinusförmig ändern - Faktor - Phasenwinkel - Kreisfrequenz Indizes 1 Stator (als erster Index) - 1 Mitsystem (als letzter Index) - 2 Gegensystem (als letzter Index) - A Strang A - B Strang B - b Kupferbreite - C Strang C - k k-ter Streifen des Statorwickelkopfes - o Oberschicht - r radial - s Schicht - u Unterschicht - w Wickelkopf - z Zone - z axial, vom axialen Strombelag herrührend (zweiter Index hinterr oder ) - tangential, in Umfangsrichtung, vom tangentialen Strombelag herrührend (zweiter Index hinterr, oderz) Schreibweisen X(a, b, c) Funktion vona, b, c - X ₍₎ Fourierkoeffizient mit der Ordnungszahl - X _{(, )} Fourierkoeffizient mit den Ordnungszahlen und - Re {X} Realteil vonX - Im {X} Imaginärteil vonX Der Verfasser dankt dem Inhaber des Lehrstuhls für Elektrische Maschinen und Geräte der TU München, Herrn Prof. Dr.-Ing. H. W. Lorenzen für die Anregung und-freundliche Förderung dieser Arbeit. Unser Dank gilt auch der Deutschen Forschungsgemeinschaft für die Bereitstellung von Sachmitteln zur Durchführung unseres Forschungsvorhabens im Rahmen des DFG-Schwerpunktprogramms Neue elektrische Antriebe.     

Aufschalten eines Wechselrichters auf eine rotierende Asynchronmaschine mit unbekanntem Magnetisierungszustand

Übersicht Die Arbeit beschreibt das Aufmagnetisieren einer Asynchronmaschine, deren Drehzahl und Magnetisierungszustand unbekannt ist. Grundgedanke dabei ist, durch kurzzeitiges Schalten des Umrichters in den Zustand Kurzschluß und Auswertung des Stromverlaufs auf den momentanen Magnetisierungszustand und die aktuelle Drehzahl zu schließen. Durch Aufbringen einer flußparallelen Stromkomponente wird dann der Fluß aufgebaut. Durch abwechselnde Kurzschlußauswertung und Flußaufbau gelingt es, die Maschine sicher aufzumagnetisieren, sofern die Drehzahl ein gewisses Minimum übersteigt. Für sehr kleine Drehzahlen wird eine alternative Methode zum Flußaufbau vorgestellt, die ebenfalls auf der Auswertung des Stromverlaufs zufolge eines definierten Spannungstestsignals beruht.

---

Synchronizing an inverter to a rotating induction motor with unknown magnetizing state

Contents The paper describes magnetization of an induction motor with unknown angular velocity and magnetizing state. The basic idea is to detect the actual magnetization level and angular velocity by evaluation of the current during inverter state short circuit. By applying a flux-parallel current component, the flux level is increased. By periodic change between evaluation of short circuit and application of flux-producing current, the motor is magnetized reliably, so far as speed exceeds a certain minimum. At very low speed, an alternative method for magnetization is presented, likewise based on evaluation of the current due to a defined voltage test signal.

---

Formelzeichen i Strom (bezogen) - m Drehmoment (bezogen) - u Spannung (bezogen) - Flußverkettung (bezogen) - Winkelgeschwindigkeit (bezogen) - Drehwinkel - Zeit (bezogen) - r Widerstand (bezogen) - x Induktivität bzw. Impedanz (bezogen) - Streukoeffizient - _R Rotorzeitkonstante (bezogen) - i innen - l Last- - m mechanisch - R Rotor- - S Stator- - Flußverkettungs- - Stationär- - x,y Komponenten im rotorflußfesten Koordinatensystem - , Komponenten im statorfesten Koordinatensystem     

A Large Piezoelectric Anisotropy of a Three-Component Composite with Variable Connectivity

Proposed are two types of three-component piezoelectric composites that change connectivity from 2-2 to 1-3 and contain polarized ferroelectric ceramic and polymer components, i.e., layer 1 reinforced by rods–layer 2–layer 1 reinforced by rods– . . . (type 1) and laminated rods (layer 1–layer 2–layer 1– . . . ) embedded in a matrix (type 2). Some cases of the large anisotropy of piezoelectric coefficients d ₃₃ ^* /d ₃₁ ^* and e ₃₃ ^* /e ₃₁ ^* are analyzed for the composites of the type 1. Original cases of simultaneous reaching d ₃₃ ^* /d ₃₁ ^* 0 and e ₃₃ ^* /e ₃₁ ^* > 10 as well as e ₃₃ ^* /e ₃₁ ^* and d ₃₃ ^* /d ₃₁ ^* at different volume concentrations of the components in the composites of the type 2 are also considered. It is shown that these ratios essentially depend on electromechanical constants of the components, their volume concentrations, microgeometry, as well as on jumps of these constants and internal fields at boundaries between the components.     

Eine Theorie des Wechselstromkreises mit Lichtbogen

Die Ausgleichvorgänge durch Kreis- und Erdkapazitäten Bei den nachfolgenden Ausführungen handelt es sich um eine Fortsetzung des in Bd. 44 (1959) Heft 4 dieser Zeitschrift bereits erschienenen ersten Teiles Eine Theorie des Wechselstromkreises mit Lichtbogen.Bezeichnungen R ₁ Ohmscher Widerstand von Trafo und Netzzuleitung - R ₂ Ohmscher Widerstand des Lastkreises - R ₃ Ohmscher Widerstand vorC ₁ - R ₄ Ohmscher Widerstand vorC ₂ - R Kleinstmöglicher Widerstand der Verbindung zweier Stromkreise über ein Schaltgerät - Phasenwinkel der Spannung im Augenblick des Stromnulldurchganges bei metallisch geschlossenem Stromkreis - Phasenwinkel der Spannung im Augenblick des Stromnulldurchganges nach der Zündung bei Berücksichtigung vonL undR stattL undR - Phasenwinkel des Stromes im metallisch geschlossenen Stromkreis - Phasenwinkel des Stromes im metallisch geschlossenen Stromkreis vor der Zündung des Lichtbogens - ₁ - ₂ - Phasenwinkel der Ausgleichströme - tg - ₁ - ₂ - 2f (Kreisfrequenz beif=50Hz: =314) - ₁ - ₂ - z _ges - z ₄ - e _b Lichtbogenspannung= (Die konstante induktive und ohmsche Komponente der Lichtbogenspannung ist bereits zu den StromkreiskonstantenL undR addiert) - u Spannungsabfall an einem lastseitigen Stromkreisglied Mit 5 Textabbildungen     

Evaluation of cartilage repair tissue after biomaterial implantation in rat patella by using T2 mapping

To evaluate the ability of MR T2 mapping (8.5 T) to characterize ex vivo longitudinally, morphologically and quantitatively, alginate-based tissue engineering in a rat model of patellar cartilage chondral focal defect. Calibrated rat patellar cartilage defects (1.3 mm) were created at day 0 (D0) and alginate sponge with (Sp/C+) or without (Sp/C–) autologous chondrocytes were implanted. Animals were sacrificed sequentially at D20, D40 and D60 after surgery and dissected patellae underwent MRI exploration (8.5 T). T2 values were calculated from eight SE images by using nonlinear least-squares curve fitting on a pixel-by-pixel basis (constant repetition time of 1.5 s, eight different echo times: 5.5, 7.5, 10.5, 12.5, 15.0, 20.0, 25.0 and 30.0 ms). On the T2 map, acquired in a transversal plane through the repair zone, global T2 values and zonal variation of T2 values of repair tissue were evaluated versus control group and compared with macroscopic score and histological studies (toluidine blue, sirius red and hematoxylin-eosin). Partial, total and hypertrophic repair patterns were identified. At D40 and D60, Sp/C+ group was characterized by a higher proportion of total repair in comparison to Sp/C– group. At D60, the proportion of hypertrophic repair was two fold in Sp/C– group versus Sp/C+ group. As confirmed morphologically and histologically, the T2 map also permitted the distinction of three types of repair tissue: total, partial and hypertrophic. Total repair tissue was characterized by high T2 values versus normal cartilage (p<0.05). Zonal variation, reflecting the collagen network organization, appeared only at D60 for Sp/C+ group (p<0.05). Hypertrophic tissue, mainly observed at D60, presented high T2 global values without zonal variation with cartilage depth. These results confirm the potency of the MR T2 map (8.5 T) to characterize macroscopically and microscopically the patterns of the scaffold guided-tissue repair of a focal chondral lesion in the rat patella (total, partial and hypertrophic). On T2 map, three parameters (i.e. MRI macroscopic pattern, T2 global values and zonal variation of T2 values) permit to characterize chondral repair tissue, as a virtual biopsy.     

Der Turbogenerator mit supraleitender Erregerwicklung im transienten Betrieb

Übersicht Die weitgehende Verwendung nichtmagnetischer Werkstoffe beim Bau von Turbogeneratoren mit supraleitender Erregerwicklung erfordert die Erarbeitung neuer theoretischer Grundlagen zur Vorausberechnung des Betriebsverhaltens. Mit Hilfe der Raumzeigerdarstellung wird ein den dynamischen Betrieb beschreibendes Differentialgleichungssystem für ein vereinfachtes mathematisches Modell der Maschine abgeleitet.

---

Contents The prevalent application of nonmagnetic materials in construction of turbine generators with superconducting field windings demands the development of new theoretical fundamentals for the predetermination of the operational behaviour. Using the definition of space vectors, for a simplified mathematical model of a generator a set of differential equations is presented, suitable for the calculation of transient performance.

---

Verzeichnis der verwendeten Symbole a Augenblickswert des Strombelags - g ganze Zahl - i Augenblickswert des Stromes - j imaginäre Einheit - J polares Massenträgheitsmoment - l Länge des geraden Wicklungsteils - L Eigeninduktivität - m Augenblicksert des Drehmoments - M Kopplungsinduktivität - P Grundwellenpolpaarzahl - r radiale Koordinate, Radius - R ohmscher Widerstand - u Augenblickswert der Spannung - v Augenblickswert des Vektorpotentials - W _Spl Spulenweite, bezogen auf den mittleren Radius der Ständerwicklung - z axiale Koordinate - Z in Reihe geschaltete Leiter, Stabzahl der Käfigwicklung - räumlicher Winkel - Bogenkoordinate - ₀ magnetische Feldkonstante - natürliche Zahl - Ordnungszahl - v₁ vorzeichenbehaftete Ordnungszahl - natürliche Zahl - Wicklungsfaktor im geraden Wicklungsteil - _p1 Polteilung, bezogen auf den mittleren Radius der Ständerwicklung - Augenblickswert des magnetischen Flusses - Augenblickswert der magnetischen Flußverkettung - 1 Ständerwicklung - 2 Erregerwicklung - 3 Dämpferwicklung - a außen - A Strang A - b Belastung - B Strang B - C Strang C - d Längsachse - i innen - J Joch - m mechanisch - o Oberschicht, oben - q Querachse - s Strombelag - St Stab - u Unterschicht, unten - natürliche Zahl - Ordnungszahl - v₁ vorzeichenbehfaftete Ordnungszahl - natürlich Zahl Der Verfasser dankt Herrn Prof. Dr.-Ing. H. W. Lorenzen, Lehrstuhl und Laboratorium für Elektrische Maschinen und Geräte, TU München, für die Anregung und Förderung, dieser Arbeit. Sie dient als Voruntersuchung zum Thema Elektrische Grenzleistungssynchrongeneratoren mit supraleitender Erregerwicklung im Rahmen des Schwerpunktprogramms Neue Elektrische Antriebe der Deutschen Forschungsgemeinschaft, Bad Godesberg.     

Power losses in a conducting ring enclosing a conductor with a transient current

Contents In the paper Joule power losses are calculated in a conducting ring enclosing a conductor with a transient current having an alternating component.—Theoretical calculation and numerical computation are worked out basing on a link Bubnov-Galerkin method in its numerical version using the finite elements for the conductor with the Time-Stepping algorithm for the time discretization.—On the basis of numerical computation, graphs of the relative power losses are plotted as a time function.

---

Leistungsverluste in einem leitenden Ring, der einen Leiter mit einem instationären Strom umschließt

Übersicht In diesem Beitrag werden die Joulschen Leistungsverluste in einem leitenden Ring berechnet, der einen Leiter umschließt, in dem ein instationärer Strom mit Wechselanteil fließt. Die theoretischen Betrachtungen und numerischen Berechnungen hat man in Anlehnung an die Bubnov-Galerkin-Methode (in ihrer numerischen Variante, die von einen Leiter unter Verwendung der Methode der finiten Elemente realisiert wird) in Verbindung mit einem Schritt-Algorithmus mit der diskretisierten Zeit ausgeführt. Auf der Grundlage numerischer Berechnungen sind Diagramme für die relative Leistung in Abhängigkeit von der Zeit dargestellt.

---

List of symbols Symbol Unit Physical parameter - B Wb/m² magnetic induction vector - H A/m magnetic field intensity vector - H, H A/m -component of the magnetic field vector - E V/m electrical field vector - E _r ,E _z V/m components of the electric field - f s^–1 frequency - I A current intensity (r.m.s. value) - L H inductance - P W power losses - P ₀ W power losses for d.c. - R resistance - t sec time - ^–1 m_–1 electric conductivity of the conductor - Hm^–1 magnetic permeability - _ijk m² finite element area - basis function - rad s^–1 pulsation - N _i ,N _j ,N _k function of finite element shape - 3.141593... - region - ² Laplace's operator - r, ,z cylindrical coordinates - ^h region approximating the region - ^e finite element region - M number of discretization points of the region - V number of finite elements - (N–1) number of steps - i, j, k indices of vertices of triangular finite element     

Progress in the development of high-power millimeter- and submillimeter wave gyrotrons and of free electron masers

Contents At present, high power gyrotron oscillators are mainly used as generators for electron cyclotron resonance heating (ECRH) and diagnostics of magnetically confined plasmas for generation of energy by controlled thermonuclear fusion. 140 GHz gyrotrons with output powerP _out =0.58 MW in the Gaussian free space TEM₀₀ mode with pulse length up to =2.0 s and efficiency =34% are commercially available. High order rotating TE-modes (e.g. TE_22,6 at 140 GHz) are used as working modes in the cavities of these tubes. For plasma diagnostics higher frequencies are required. Therefore, gyrotron oscillators are designed for operation either at the second harmonic of the electron cyclotron frequency or at the fundamental cyclotron frequency with special pulsed high-field solenoids.P _out =40 kW with =40 s at =4% at frequencies up to 650 GHz have been achieved. In the case of gyrotron oscillators only slow frequency step tuning is possible by variation of the magnetic field (change of operating cavity mode). Fast and continuous frequency tuning by variation of the beam acceleration voltage is feasible for free electron masers (FEM). Record output parameters are:P _out =2GW, =20 ns, =13% at 140 GHz (LLNL) andP _out =15 kW, =20 s, =5% in the range from 120 to 900 GHz (UCSB).

---

Fortschritte bei der Entwicklung von Hochleistungs-Millimeter- und Submillimeter-Wellen Gyrotrons und Frei-Elektronen-Masern

Übersicht Hochleistungs-Gyrotronoszillatoren werden derzeit vorwiegend als Generatoren für die Elektronen-Zyklotron-Resonanz-Heizung (ECRH) und Diagnostik von magnetisch eingeschlossenen Plasmen zur Erforschung der Energiegewinnung durch kontrollierte Kernfusion eingesetzt. 140 GHz Gyrotrons mit einer Ausgangsleistung vonP _out =0.58 MW in der Gaußschen Freiraumgrundmode TEM₀₀ bei Pulslängen bis zu =2.0 s und Wirkungsgraden =34% sind kommerziell erhältlich. Als Arbeitsmoden im Röhrenresonator dienen dabei hohe, rotierende TE-Moden (z. B. TE_22,6 bei 140 GHz). Zur Plasmadiagnostik werden höhere Frequenzen benötigt. Daher arbeiten die dazu vorgesehenen Gyroronoszillatoren entweder bei der 2. Harmonischen der Elektronen-Zyklotronfrequenz oder bei der Grundfrequenz mit speziellen gepulsten Hochfeld-Magneten. Bisher wurde bei Frequenzen bis zu 650 GHz eine HF-Ausgangsleistung vonP _out =40 kW mit =40 s und =4% erreicht. Die Ausgangsfrequenz von Gyrotronoszillatoren ist dabei nur langsam und stufenweise durch Veränderung des Magnetfeldes durchstimmbar (Übergang zu anderen Arbeitswellentypen im Resonator). Schnelle und kontinuierliche Frequenzdurchstimmbarkeit (über die Beschleunigungsspannung) ist beim Frei-Elektronen-Maser (FEM) gegeben. Rekordausgangsparameter sind hier:P _out =2 GW, =20 ns, =13% bei 140 GHz (LLNL) undP _out =15 kW, =20 s, =5% im Bereich von 120 bis 900 GHz (UCSB).