光电倍增管在直接探测激光雷达中的应用研究

在高层大气探测中,直接探测多普勒激光雷达具有比较优势.总结了直接探测激光雷达作用距离方程,分析了大气溶胶与大气分子散射、消光作用对激光传输的影响,利用Kolmogorov湍流模型估算大气湍流对回波信号的衰减.比较了没有对回波信号放大和用光电倍增管探测时所需发射脉冲的能量,仿真结果显示光电倍增管用于直接探测激光雷达,很好地抑制了探测器中的热噪声,改善了系统的性能,探测灵敏度提高了25.54 dB.     

相干激光雷达平衡式相干探测技术研究

为了分析影响平衡式相干探测信噪比的因素,采用数学模型推导了平衡式相干探测原理和信噪比公式,分析了影响平衡式相干探测信噪比的因素,研制了用于相干激光雷达信号接收的平衡式激光探测器,并通过相干雷达样机,完成了气溶胶粒子发生米氏散射回波信号的探测。结果表明,研制的平衡式激光探测器具有非常低的噪声和高探测灵敏度特性,能较好地探测出大气中气溶胶粒子发生米氏散射的激光回波信号。     

瑞利-米散射激光雷达的系统设计及仿真计算

设计了一台探测大气温度和气溶胶的瑞利-米散射激光雷达。对不同参数的大气后向散射回波信号信噪比进行了数值仿真计算,讨论了激光脉冲能量、发射的激光脉冲数、望远镜口径、空间分辨距离以及窄带干涉滤光片的带宽和透过率对激光雷达回波信号信噪比的影响。根据仿真结果,设计的激光雷达在白天时,气溶胶的米散射信号采用1 nm带宽的干涉滤光片时探测高度最高,达到了10.6 km;中层大气温度的瑞利散射信号采用0.2 nm带宽的干涉滤光片时探测高度最高,达到了47.1 km。     

星载激光雷达探测能力的数值模拟分析

为了研究星载大气探测激光雷达的技术参量对其探测性能的影响,采用合适的大气模式和星载大气探测激光雷达设计参量,对其接收的大气后向散射回波信号和探测回波信号的信噪比进行了数值模拟计算;同时模拟分析了星载大气探测激光雷达对沙尘和卷云的探测能力。结果表明,星载大气探测激光雷达对气溶胶的探测水平分辨率应设置为75km,且仅夜晚的探测能力能够达到信噪比大于10的要求;对卷云和沙尘探测水平分辨率应设为7.5km。该结果为该星载大气探测激光雷达的研制提供参量设置的基本依据。     

米-拉曼散射激光雷达反演对流层气溶胶消光系数廓线

介绍了基于米-拉曼散射激光雷达的南京北郊大气气溶胶观测实验,采用小波分析中的软硬阈值方式处理拉曼散射激光雷达回波信号,选取不同的阈值和不同的小波函数处理拉曼散射激光雷达回波信号,得到了平滑的拉曼散射激光雷达信号。根据拉曼散射激光雷达原理反演对流层高空大气气溶胶消光系数廓线,借助弗纳尔德方法并利用米散射激光雷达气溶胶观测数据,反演得到对流层低空大气气溶胶消光系数廓线。实验观测系统中有瑞利、米散射和拉曼散射3个接收通道,重点研究了米散射和拉曼散射通道接收到的观测数据,对南京北郊2011-12-08晚间拉曼散射激光雷达的气溶胶观测数据进行4种不同阈值处理。选择合适的阈值对实验观测数据进行去噪,然后利用反演原理公式并结合距离矫正信号对观测数据进行反演,得到对流层高空大气气溶胶消光系数廓线;利用其中一处的气溶胶消光系数可以反演得到对流层低空大气气溶胶消光系数廓线。利用米-拉曼散射激光雷达联合反演对流层气溶胶消光系数廓线,可以清晰看出气溶胶的分布特征,对流层低空自由大气的气溶胶消光系数最大值一般为0.1km~(-1)左右,表明对流层低空自由大气比较干净;对流层高空大气气溶胶消光系数在云影响下可达到6km~(-1),无云时气溶胶消光系数最大值一般为0.1km~(-1)左右,表明高空大气比较干净。     

星载大气探测激光雷达探测能力的数值模拟分析

星载大气探测激光雷达的技术参数对其探测性能有重要的影响,本文使用合适的大气模式和星载大气探测激光雷达设计参数,对其接收的大气后向散射回波信号和探测回波信号的信噪比进行了数值模拟计算;同时模拟分析了星载大气探测激光雷达对沙尘和卷云的探测能力。本文结果为该星载大气探测激光雷达的研制提供参数设置的基本依据。     

气溶胶激光雷达比的迭代反演

基于Fernald法研究了激光雷达比设定值与激光雷达有效探测范围内气溶胶光学厚度之间的函数关系。针对函数的连续性,提出了以光学厚度为收敛判据,采用二分法反演低层气溶胶激光雷达比的新方法。2014年7月下旬,利用太阳光度计和西安理工大学自主研发的拉曼-米氏激光雷达对西安局部地区大气进行了实验观测,并利用所提出的方法进行了数据反演。实验结果表明,西安局部地区气溶胶激光雷达比在观测期间比较平稳,基本为44或45。降雨当天,受大气湿度影响,激光雷达比值较大为51。利用激光雷达米氏散射回波信号和太阳光度计探测数据,提出了采用迭代反演算法开展气溶胶激光雷达比精细反演新方法,对研究气溶胶光学特性的精细反演算法具有重要的意义。     

蒸发波导激光雷达的原理与信号接收系统设计

从海洋大气相对湿度的角度出发建立了大气折射率变化与气溶胶激光散射特性的理论联系,着重对蒸发波导激光雷达的信号接收系统进行了设计。针对微弱光信号接收、光电转换与电压放大的难点,前端信号调理电路采用雪崩光电二极管和宽带低噪声放大器对所述高速瞬态微弱光信号进行接收和二级放大,同时保证了系统的高增益、宽宽带及低噪声性能。采用波长为1.064μm的激光雷达对半径范围为0.1~20μm的气溶胶粒子群进行探测实验,进一步验证了信号接收系统的分辨率和灵敏度。     

边界层臭氧差分吸收激光雷达

差分吸收激光雷达是测量边界层臭氧空间分布的一种重要工具。研制了一台边界层臭氧差分吸收激光雷达系统,系统采用Nd:YAG四倍频激光266 nm泵浦H2/D2混合气体产生受激拉曼光作为光源,采用牛顿型望远镜接收大气回波,288.9 nm和299 nm的弹性散射信号被分成两路,被光电倍增管转换为电信号,然后通过A/D采集卡采集保存用以反演大气臭氧分布廓线。给出了系统的探测结果以及和臭氧探空仪地对比验证实验。结果显示该激光雷达可以大大降低几何因子的影响,提供0.2~2 km区间的边界层大气臭氧分布廓线。     

瑞利-拉曼散射激光雷达探测大气温度分布

介绍一台用于夜晚探测大气温度分布的L625瑞利-拉曼(Rayleigh-Raman)散射激光雷达。采用Nd：YAG激光器三倍频输出355nm作为发射激光，利用弱光子计数技术检测大气中分子的瑞利散射和N2分子振动拉曼散射回波，分析得到了平流层和对流层中上部大气温度的垂直分布廓线。其观测结果分别与HALOE／UARS卫星和无线电气象探空仪结果进行了对比分析。其中，激光雷达观测的平流层温度与HALOE卫星的结果对比表明，它们在高度25～65km内显示出较好的一致性，20个夜晚的平均温度差别基本上小于2K。激光雷达与无线电气象探空仪探测的对流层温度在高度为5～18km内反映了较为一致的分布趋势，15个夜晚的平均温度差别在6～16．5km高度内小于3K。这些结果表明，L625瑞利-拉曼散射激光雷达观测数据可靠，可用于大气温度分布的常规观测和分析研究。     

机载双波长米散射激光雷达大气回波信号与信噪比的模拟计算

为了研究机载双波长米散射激光雷达的技术参数对其探测性能的影响,为该激光雷达的设计与研制提供理论分析依据,使用合适的大气消光模式和机载米散射激光雷达方程,对其接收的大气后向散射回波信号以及信噪比进行了模拟计算,讨论了几何重叠因子和不同消光模式对回波信号的作用,分析了激光脉冲能量、累积激光脉冲数、接收视场、滤光片半宽度等技术参数对信噪比的影响.结果表明设计的机载激光雷达完全可以进行10 km高度以下大气气溶胶和云的探测.     

载波调制激光雷达技术在海洋探测中的应用

介绍了一种水下探测技术,以激光脉冲信号为载波,将微波信号加载到激光脉冲上进行调制编码,调制编码信息由光信号携带进入水下.在接收端,通过频率滤波实现对编码信号的提取,由编码信号的信号处理实现激光雷达水下目标探测.将该技术与多种抑制海水后向散射的方法进行比较,对载波调制激光雷达在海洋探测应用的特点和研究现状进行了综述.     

基于级联随机共振的窄带信号宽带化接收

为提高传统窄带接收机的解调增益,提出了基于级联随机共振的窄带信号宽带化接收方法。该方法一方面对接收信号进行随机共振运算,将信号中的噪声转化为信号能量;另一方面通过级联方式将接收信号转化为方波信号,并利用其先验信息构造本地序列进行宽带化相关运算,最终提高了信号处理增益。理论分析与仿真结果表明,该方法相比于传统的处理方式,其信噪比增益提高大于3 dB,并且对于接收信噪比为?7~1 dB的QPSK信号,其增益提高约为20 dB。     

基于体光栅窄带光学滤波的激光雷达收发波长动态匹配技术研究

激光雷达是一种可以精确、快速获取目标三维信息的主动探测技术。然而，激光雷达在白天工作时会受到强烈的太阳背景辐射噪声的影响。此时，一般需要采用窄线宽的激光器与滤波器件配合使用，从而达到背景光抑制的效果。当两者都是极窄线宽时，如果二者中心波长产生失配，即具有一定的误差，那么接收信号的信噪比将会受到显著影响。因此，文中从窄带滤波和接收信号对发射信号的波长跟踪的角度出发，利用体光栅的相关特性设计了激光雷达的可调谐滤波接收器和收发系统光路，实现了激光雷达在窄滤波带宽条件下接收波长对发射波长的跟踪。最后，在实验室实际搭建了整个系统，验证了系统设计的正确性。在固定波长条件下与可调谐波长条件下，跟踪精度均优于2.9 pm，此时，接收信号强度大于中心波长完全匹配条件下的99.97%。     

一种激光雷达探测模块控制电路的设计和制作

传统上使用机械旋钮调节光电倍增管 (PMT) 增益的方法不仅存在需要人为依据经验手动操作、准确性差等 弊端, 而且 PMT 增益易受温度影响, 需要根据环境温度动态调整 PMT 的高压, 这些局限性都不利于其在激光雷达系 统中的应用。为了便于对 PMT 进行增益调节并保持 PMT 增益的稳定, 设计了可用于激光雷达系统的 PMT 控制电路 板, 该电路可使用计算机实现增益调节和高压的温度自适应调节, 从而精简了信号探测系统的结构与体积, 提升了信 号的稳定性。本工作采用内置高压电源的 H10721-20 型 PMT, 并基于 STM32 单片机结合数模转换器 (DAC) 和外围 电路完成控制电路板的设计并进行实际制作。进一步对使用电位器调节的 PMT 和利用所提出的控制方法进行调节 的 PMT 进行了高压稳定性的对比实验, 并对使用 PMT 控制电路板的米散射激光雷达的性能进行了测试。实验结果 表明所提出的控制方法可实现更稳定的 PMT 增益控制, 设计的 PMT 控制电路板具有良好的可靠性。     

荧光偏振短距激光雷达测量生物战剂/气溶胶

基于激光诱导荧光（LIF）原理和弹性散射作用于非球形粒子上产生的偏振特性,设计研制了短距测量荧光和偏振激光雷达:采用了三个激光光源、两个接收望远镜、一个退偏组件和一个荧光光谱特征分析光谱仪,设计遥测探测距离为200 m至数千米。荧光测量采用了Nd:YAG激光器的三倍频355 nm和4倍频266 nm输出,激光束脉冲宽度约为6 ns,重复频率为20 Hz,荧光接收光学及光谱分析子系统由25.0 mm口径的f/4牛顿望远镜,车尔尼特纳光谱仪和32通道的光电倍增管（PMT）等组件组成;偏振和弹性散射信号由孔径12.5 mm的卡塞格林望远镜接收。荧光测量的信噪比仿真计算表明:以最小SNR=10作为参照,在1 km距离上,白天探测不到数浓度为10 000个/升的战剂云团,但在夜间则可以获得较好的信号强度;偏振测量结果初步分析表明:（1）退偏比表现出较强的波长依赖性;（2）多波长退偏比测量可以显著提高生物战剂的鉴别能力。     

激光雷达视场角的研究

在激光雷达的研究中,接收机视场角是一个非常重要的参数.作者利用一种改进的半解析Monte Carlo方法对激光雷达接收信号进行了模拟.在作者的模拟中,采用Henyey-Grenstein函数的修正公式、加入权值以及放宽判决门限等方法来增进光子的利用效率.由计算结果可以看出,不同的接收机视场角使得接收信号波形有很大的差异.通过分析,我们认为接收机视场角FOV=20～30mrad时能够获得较佳的接收信号.     

基于二分搜索的宽带多普勒模型信号捕获方法

针对深空通信等超高动态低信噪比通信场景中,传统信号捕获方法存在着动态范围不足、精确度不够以及使用窄带多普勒模型导致对接收信号近似精确度不高的问题,提出一种基于二分搜索的接收端采样率调整方法。使用宽带多普勒模型对接收信号进行建模,并使用扫频余弦类信号进行多普勒频偏估计和定时估计,处理多普勒伸缩后的信号与本地信号采样率不匹配的问题。对所提方法进行同步性能仿真,仿真结果表明,所提方法采用正反扫频线性调频(UD-LFM)信号,能在信噪比为-49 dB、最大多普勒频偏为2 MHz的条件下,多普勒频偏估计误差小于400 Hz,定时估计误差不超过60 ns。相比不使用本文所提方法进行直接捕获,本文所提方法具有更高的捕获精确度以及更低的信噪比门限。     

PMT阵列在水下MIMO无线光通信中的应用

水下无线光通信具有的高带宽、低时延等特点,已成为水下通信的可行选择。系统发送端光源由6只绿光发光二极管(LED)构成阵列,接收端由3只光电倍增管(PMT)构成阵列,形成了6×3的多输入多输出(MIMO)传输方式。在室内10 m水槽水下信道下,实现了1 Mbps的信息传输速率。通过MATLAB软件对接收平面光功率分布仿真,最大值为?35.8 dBm。此外,测试了PMT阳极输出电压波形,并推导出阴极电流波形。理论计算得出信噪比为19.4 dB,理论误码率约为1.1×10?5。所选PMT模块理论上最小接收功率可低至1.5×10?9 W,体现出极高的探测灵敏度。最后,通过蒙特卡洛(Monte Carlo)数字仿真说明,在信噪比25 dB可达到约35 bit·s-1·Hz-1的信道容量。     

Signal-to-noise ratio of spectrum-sliced incoherent light sourcesincluding optical modulation effects

We have derived the beat-noise-limited signal-to-noise ratio (SNR) of spectrum-sliced incoherent light sources, including optical modulation effects. SNR changes significantly in time depending on the received optical pulse shape and the receiver electrical filter. Thus, the optimum decision point at the optical receiver may be much different from the peak signal point and the sampled SNR may be different from the continuous-wave SNR. To obtain high SNR, small rise and fall times are required and the non-return-to-zero modulation format is recommended