不断电新型变极绕组设计原理

本文提出了一种基于延边三角形接法的新型变极绕组，采用这种单绕组的双速电动机用简化的开关来实现变速且变速时不需切断电源，变速切换的可靠性较高。该绕组基波分布系数较高，磁势高次谐波含量较低，双速下有合理的气隙磁密比，有关广阔的应用前景。文中着重论述新型绕组的设计原理与方法。     

关于单绕组双速锥形转子制动异步电动机的设计

我们在设计单绕组双速锥形转子异步电动机时,碰到一些问题需作特别处理,本文拟对调速方案、气隙磁密比的正确估计和低速转矩计算等方面提出几点看法,以供参考。一、调速方案的选择一般用槽磁势矢量法或对称轴线法,可得到很多变速方案,但最佳方案的确定应按下列原则为依据:1.基本极和变后极的谐波含量要低,即谐波与主波磁势幅值比要小。2.基本极和变后极的分布系数较高,且二者比较接近。     

双速凸极同步电机转子变极方案的优选

蓄能电站中做为发电机/电动机用的凸极同步电机,为了提高其效率,在两种工况下要求有不同的额定转速.本文把转子变极方案的选择归结为非线性规划问题来处理,用外罚函数法求得变极的较优方案.在优选中,根据磁场形状,采用了保角变换法和有限元法计算气隙磁场波形.把电磁场的数值计算与非线性规划结合起来使用,研究了由此带来的一系列问题,并提出了相应的解决方法.本文以40/36极电机为例进行了计算,并把所得结果与通常采用的矩形波的结果进行了比较.     

用傅氏变换分析逐相安导调制变极绕组磁势谐波及变极方案择优

在用傅氏变换分析变前极绕组安导波及其调制波基础上,讨论了用逐相安导调制法得到的变后极绕组的对称性、磁势谐波含量、磁势主波旋转方向及变极方案择优等。     

4/8极无刷双馈电机的转子绕组设计

在变速恒频发电和变频调速等应用领域,采用无刷双馈电机加变频器的方案有着很多的优点,如变频器容量小、系统效率高、可靠性高等。无刷双馈电机的转子采用绕线转子结构具有谐波含量小、成本低、设计方法灵活等优点,容易做到使两种极对数的绕组磁势均为正弦形。本文提出了一种基于磁势叠加原理的绕线转子无刷双馈电机的转子绕组设计方法,该方法采用一套绕组"重复利用"的方式得到了两种不同极数且旋转方向相反的磁势。该方法可以实现这两种极数转子磁势幅值的任意比,从而为优化设计提供了可行性。本文研究了转子绕组的两个优化设计原则:转矩密度最大原则和转子铜耗最小原则,分析了转子铁耗和电磁振动问题。在此基础上设计了一台64 k W的4/8极绕线转子无刷双馈发电机并进行了实验研究。实验结果证明了所提出设计方法的正确性。     

凸极同步发电机空载时气隙磁场及电势波形计算

本文试图采用谐波磁导的方法,分析无阻尼绕组凸极同步电机的气隙磁场结构,提出对气隙磁场各次(空间)谐波及电势(时间)谐波的物理解释,以及对它们的计算方法,从而得到避免或增强某次谐波的方法。一、方法的基础假定铁心μ=∞,磁力线垂直地通过极掌和电枢铁心。于是,在电枢表面光滑的情况下,磁势F_8在磁极中心(最小气隙)处产生的磁密:     

极相调制异步电机的绕组设计及性能比较

异步电机可使用极相调制的变极策略扩展转速/转矩范围,极相调制可以采用传统的电机绕组也可采用环形绕组.本文提出了一种异步电机极相调制绕组的设计方法,基于这种方法分别设计了极相调制的传统绕组及环形绕组样机.有限元计算结果验证了提出的变极绕组设计规律以及极相调制绕组变极的可行性.比较了传统电机、环形绕组单转子电机及环形绕组双转子电机在同一极数下的运行性能,双转子电机更适合环形绕组,它充分利用了环形绕组的两边,内外转子均输出转矩,提高了效率;但是,传统绕组电机则具有更好的性价比,更有应用前景.     

罩极电机的数学模型

为了研究电机的工作状态,广泛应用数学模型,用数学方法描述其中所发生的物理过程。作者在物理模型的基础上研究的这种单相罩极电动机的模型(图1),考虑了一系列早先未曾考虑到的因素。假定在单相异步罩极电动机的数学模型中,电动机的气隙磁场磁密的空间谐波幅值,以及鼠笼转子电流分布的谐波的幅值是未知的。对绕组回路的电势和沿定子正交轴线的磁场列出方程组。列方程组时,在给定导磁体铁中有限的饱和状态下,应用了全距线圈电流的磁场系统的叠加方法。文献规定,由于在异步罩极电动机中存在着由于铁心中磁势引起的磁不对称,气隙中磁密随全距线圈电流的分布规律在很大程度上取决于它在定子内     

转子绕组匝间短路对发电机转子电磁转矩影响分析

针对发电机转子绕组匝间短路故障时的电磁转矩特性进行了理论分析和实验研究.首先分析了转子绕组匝间短路后气隙磁场变化特征,计算得到气隙磁势、气隙磁导和气隙磁场能量表达式,然后利用虚位移原理,推导得到了电磁转矩的理论计算公式,并通过比较故障前后电磁转矩的变化,以及考虑振动偏心和不考虑振动偏心的电磁转矩变化,最终得到了发电机转子绕组匝间短路时作用于转子的电磁转矩的变化规律.并实测了SDF-9型一对极故障模拟发电机和MJF -30 -6型三对极故障模拟发电机转子绕组匝间短路时的电磁转矩,与理论分析结果基本吻合.     

计算饱和磁场中松弛因子的优选

本文在考虑饱和及电枢开槽的情况下,采用有限元法计算双速凸极同步电机空载气隙磁场波形。在计算中,把松弛因子的选择归结为优化问题处理,提出了一种求解饱和磁场的方法。这种方法在计算中,对于避免可能出现的振荡和发散情况具有明显的效果。最后在文献[1]的基础上,取10万千瓦40/36极同步电机的三个转子变极方案进行了计算,并且对这三个方案的谐波情况进行了比较。     

单边开槽时气隙比磁导的数值计算

本文用有限元法对单边开有开口槽,定、转子两边加有恒定磁势时的气隙磁场进行了仔细的计算,得到了一组新的较精确的零阶至三阶气隙比磁导曲线,供设计和研究工作者使用.分析表明,开槽后的i阶气隙比磁导λ_i并非简单地为β和F_i这两个可分离函数的乘积,而是?和?的二元函数,因此从通常文献中查出的λ_i值是不够准确的.最后,本文对工程上常用的气隙系数简化公式进行了校核.     

汽轮发电机转子匝间短路故障下的谐波检测

通过分析汽轮发电机励磁绕组的磁动势分布建立了磁动势的数学模型,通过分析转子匝间短路引起的励磁磁动势分布变化情况,提出将短路后的励磁绕组磁势看作短路前的励磁绕组磁势和短路匝通过反向励磁电流产生的磁势的叠加量,由于前者是完全对称的,可只对短路匝产生的反向磁势进行分析。通过傅里叶分解得到了各次谐波分量,在考虑气隙偏心的情况下得到了定子感应电势,理论推导证明偏心对定子绕组感应电动势并不产生影响。定子三相对称电流合成了新的旋转磁动势,并在定子和转子绕组中形成感应谐波,其特征频谱不同于正常运行情况下的频谱。实验验证了文中理论分析的正确性和有效性。     

基于梯形波相电流控制的六相感应电机性能分析与实现

针对传统多相电机控制模式复杂性的特点,提出一种六相感应电机新颖的控制方式,即梯形波相电流控制.把定子绕组分为励磁绕组和转矩绕组,从而实现励磁磁场和转矩磁场的直接控制而不需要复杂的派克变换.对六相电机气隙磁动势、电磁转矩和磁势解耦参数k进行了理论分析和计算,并通过实验进行验证.理论分析和实验结果表明,控制策略是可行的,且还具有其它一些优势.     

双反应理论的拓宽及其在变极蓄能电机分析中的应用

在变极蓄能电机中，ｄ轴与ｑ轴往往与磁极的极心和极间均不重合。本文提出，在采用双反应理论分析这种电机时，所用模型为一个单元电机，其极数为２ｐ，正弦分布和余弦分布的交极蓄能电机分别采用正弦型和余弦型模型时，在不计饱和影响的条件下，用气隙磁导的观点可以证明ｄ轴与ｑ轴之间没有耦合关系：进而对两种模型导出采用双反应理论进行分析的有关公式，及决定主波磁密的气隙导磁系数表达式。     

广义电力负荷的模型结构与参数确定

针对区域负荷中含有电源但仍然以电力负荷为主的广义电力负荷，在分析电源对广义电力负荷建模影响的基础上，给出了广义电力负荷的3种模型结构。提出了广义电力负荷模型的参数确定策略，指出等值发电机参数可以采用理论等值方法确定，而负荷模型参数可以采用辨识方法确定。最后给出了仿真结果。     

A study on eddy-current losses in rotors of surface permanent-magnet synchronous machines

In this paper, we investigate the Eddy current (EC) losses in the rotors of surface permanent-magnet (PM) synchronous machines, which have concentrated armature windings. By the finite-element method (FEM) analysis, it is clear that the EC losses in rotors are apparently different at rated currents if the pole and slot combinations are different. The distribution of the EC density in the rotor is closely related with the asynchronous components of the armature magnetomotive force (MMF). If the armature MMF has a low order of spatial harmonic components, which is not synchronous with the rotor, the EC losses are of large amounts.     

负载振动与气隙偏心下电机电流调制机理分析

分别分析了感应电机负载转矩振动和气隙偏心对定子电流的调制机理,同时针对转矩振动频率与电机转子转频一致时,两者对定子电流调制结果在频域上难以区分开的特点,利用Wigner时频域分析方法,计算了负载转矩振动和气隙偏心时电流边频分量的相位差,指出二者时频分布特征的区别,为有效、准确地进行电机气隙偏心故障诊断提供理论依据。     

Three-dimensional field computation for permanent magnet electric machines with finite axial magnet length

Using the method of separate variables, the three-dimensional magnet field solution expressed in Fourier's expansion for permanent magnet (PM) machines with finite axial magnet length is presented in this paper. From the analytic results obtained, much useful and interesting design information for PM machines in three dimensions may be quantitatively deduced. Design curves of the leakage factor and the air gap field characteristic coefficients for PM machines in three dimensions are given and compared with those in two dimensions. All the design curves given in the paper would be useful in preliminary performance calculations for both a.c. and d.c. PM machines.     

直流配电网中MMC的谐波分析与调制方法设计

将模块化多电平换流器（modular multilevel converter, MMC）应用于中低压直流配电网时,由于子模块数较少,输出电压低次谐波含量大,电流畸变程度较高,因此为直流配电网中的MMC设计合适的调制方法显得尤为重要。在分析MMC已有的最近电平逼近调制（nearest level modulation, NLM）与载波移相脉冲宽度调制（carrier phase shifting pulse width modulation, CPS-PWM）原理及谐波特点的基础上,提出了基于最近电平逼近的脉冲宽度调制（NL-PWM）方法,并推导了其谐波的解析表达式,给出了MMC调制的设计方法。所提出的NL-PWM方法谐波特性更好,并且均压简单,通用性好,易于与NLM方法相互转换,使MMC可根据实际需求方便地选择输出PWM波或阶梯波。对于中低压MMC,增加模块数和引入PWM波调制均可达到同样的谐波改善效果,文章的谐波分析结果为MMC的调制方法设计提供了理论依据,并引入新的谐波指标,即纯电感负载时电流总谐波畸变率,衡量2种方案的谐波大小。最后给出了6 kV MMC的设计算例,并通过仿真验证了所提出NL-PWM方法的可行性,以及其谐波分析结果的正确性。     

Two-Dimensional Field Analysis of Cylindrical Machines with Permanent Magnet Excitation

The design of the magnetic circuit of permanent magnet machines differs from that of conventional wound field machines mainly due to the low magnetic permeability of the magnets. A two-dimensional field analysis is presented which takes the magnet leakage, the distribution of magnet MMF along its height, and the changing magnet width into consideration. The fundamental component of flux calculated by the model is compared with results obtained by finite element analysis for different magnet configurations covering a practical range of magnet dimensions. A comparison of machine performance predicted using this method with test results is also given.