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Michele Frantisek 《电子设计技术》2000,(2)
图1所示的电压/电流转换器使用三个运算放大器、两个中功率三极管,和少量无源元件。运放IC_1把电压V_(IN)、和V_(OUT)之和转换成V_1=-(V_(IN)+V_(OUT)。运放IC_2和三极管Q_1及Q_2对此电压进行转换,变成V_(IN)+V(OUT)。其输出电流由下式决定: 相似文献
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《电讯技术》1989,(2)
图1是一可调稳压器的简化框图,该稳压器可提供对电流和电压的精密控制并且能自动从一种模式转换到另一种模式。图中电位器R_v设定所稳定的电压;R_1决定稳定电流。此设计避免了在电流电压稳定电路中经常的折衷,因精密运放IC_3作为一电压跟随器并作为具有零下降电压的电流传感器。利用从电压调整环中移去负载电流传感工作的方法,此运放允许电路完成电流和电压的精密调整;即IC_3仅允许负载电流I_s在自己的反馈电阻R_3内流过而强迫V_(OUT)等于被稳定的电压(V_(AB))。因而电压工作模式有下面关系存在: V_(OUT)=V_(AB)+∈_V=V_(REF)R_V/R_1+∈_V, 式中∈是加到V_(AB)上的误差电压: ∈_V=±V_(OS)-I_LR_S/A_O V_(OS)和A_O分别是IC_3的输入失调电压和开环增益。例如将运放07的保证说明书与I_SR_S的最大值相结合(0.6V)得到对于任何输出电压,∈_V≤27V。在电流控制模式, I_L=I_S+∈_1≈V_(REF)R_I/(R_2R_S)+∈_1, 和∈_1=±(I_(OS)+I_B/2) 式中∈为IC_3的误差贡献,I_B和I_(OS)是IC_3的输入偏置和失调电流。再者,从OP-07保证说明书得到作为一个绝对值,对于任何负载电流∈_1≤4nA。利用补偿Q_1的截止电流I_(CO)的方法,电流吸收I_Q>I_(CO)把输出电流的较低限范围扩展到接近于零。二极管D_1和D_2保证此补偿使输出接近于0V。图2给了一实际的电路图,它可提供范围从0-300V和10nA到20mA的稳定输出。精度和漂移实际上与REF-05稳压器(IC_5)相同。额外的元件(同图1比较)加强了分辨力和可靠性。例如,D_8-D_(13)防止运放输入过载。频率补偿元件是在电压环内C_1,R_5,C_2和R_7以及在电流环内的C_3和R_1~0。Q_4提高IC_4的输出电流能力。Q_3,D_1,D_2和R_2构成电流吸收电路(如图1中I_Q)。为了修正在主电流控制环内慢响应引起的任何可靠性损失,Q_2和R_1形成输出电流的快速控制通道。 相似文献
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《电子技术》1989,(6)
用三块555定时器,可以很方便地构成双限电压比较器,其电原理图如图1所示。电路中IC_1、IC_2和IC_3均为定时器,其型号μA555。三块定时器均接成单限电压比较器的形式,唯独IC_3完成求和比较的功能。双限电压比较器的传输特性已经在图2中给出。电路工作时,输入信号u_I加在IC_1、IC_2的脚2,当u_I大于0.5u_(r1)时,IC_1的输出u_1为低电平零伏,因为u_(r1)设置得比u_(r2)低,所以只要u_I还没有超过0.50u_(r2),则u_2为低电平,大约为0.3V。于是,在u_I大于0.5u_(r1)而小于0.5u_(r2)的范围内,u_1和u_2均为低电平,IC_3脚2的电压u_∑为低电平,而其输出电压u_0为高电平,大约为V_(cc)-1伏,即11V。注意,IC_3的比较电压由发光二极管LED设置到1~1.5V之间。当输入电压u_I低于u_(r1)设置的比较点电压0.5u_(r1) 相似文献
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Chuck Wojslaw Catalyst Semiconductor 《电子设计技术》2003,10(4):82
图1所示的电路可把模拟输入电压V_(IN)变换成相应的DPP(数字可编程电位器)动触点设定值。从位置0到位置31的电位器动触点设定值是与0V~1V直流输入电压相对应的。CAT5114,即IC_5,是一种带有增量/减量接口的32个抽头电位器。V_(IN)通常代表传感器的输出电压,V_(IN)的大小就能设定系统的信号处理部分中某一模拟电路的一个参数。 相似文献
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Chuck Wojslaw 《电子设计技术》2003,10(5)
图1所示的基本VFC(电压/频率变换器)由一个积分器(IC_1)和一个施密特触发电路(IC_2)组成。积分器将直流输入电压V_(IN)变换成线性电压斜坡信号,施密特触发器设定积分器输出电压的极限值。这两个电路的反馈为振荡提供了条件。图2所示的DPP(数字编程电位器)可使施密特触发器增加可编程的极限值,并使VFC增添了两个有用的功能:一是比例因子或变换系数是可编程的;二是当输入电压固定不变时,VFC就是一个可编程的振荡器。图2所示的这种单电源VFC的频率f_o为: 相似文献
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《电讯技术》1989,(3)
在通常使用的交流耦合RC触发器中,小的RC时间常数是功率消耗主要原因(见图a)。例如,100ns的RC器件,消耗功率10mw一是两片LSTTL门的两倍多。但若按图(b)简单地重新连接R_2和R_1,其电路功耗减半而性能更佳。图(b)中的电阻接法消除了电路中RC网络不工作时的损耗。例如,当IC_(1a)的2脚输入是逻辑“0”时,R_1和R_2功耗为零,这是因为电阻的两端电压都是5V。同时,IC_(1b)的输出逻辑“0”让电流通过R_3和R_1并在5脚输入端产生3V电压(逻辑“1”)。负跳变加在C_2上触发该触发器;而类似的信号加在C_1上将再次触发触发器。值得一提的是:在电路中,未工作的RC网络把门电压提升到V_(cc)(不在门输入线性区,会增加功耗)。 相似文献
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《电子设计技术》2001,(12)
有些应用场合要求集成电路的输入电压高于其电源引脚的击穿电压。在升压变换器和SEPIC(单端初级电感变换器)中,可以把集成电路的V_(IN)引脚与输入电感器分开,并使用简单的齐纳稳压器来产生集成电路的电源电压。图1示出了一种使用4~28V输入电压、在输出电流为100mA时产生5V输出电压的SEPIC。在这一应用中,因为电源电压超过了IC_1的最大输入电压,所以IC_1的电源电压是由Q_1和Q_2产生的。该电路使用Q_1代替齐纳二极管以节约成本。Q_1的射极-基极击穿电压提供了稳定的6V基准电压。Q_2是一个跟随器,它为集成电路提供电源电压。此电路展示了一种拓宽集成电路输入电压范 相似文献
12.
Ron Hegler 《电子设计技术》2000,(7)
图1所示电路起源于无线电控制的模型化应用,在这类应用中要求电压与输入的伺服脉冲宽度成正比。该电路已对1~2ms的正向脉冲宽度进行了优化,重复时间间隔约为17ms。输出端对1ms的脉冲产生0.95V的电压,对2ms脉冲则产生2.25V电压。该电路的工作方式类似于一个PLL电路,但它与PLL电路不同,它锁定在输入信号的脉冲宽度上,而不是在频率上。IC_(IA)是一个单稳态多谐振荡器,其时间常数是R_1、FET导通电及C_1的函 相似文献
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CMOS接口IC对于电子系统中的接线连接起到入口“门”的作用。如果误操作那些外部连接以致造成接地短路或造成闩锁结果的电压都可能会损害接口IC。图1所示电路是一个能够通过电流的敏感而保护CMOS接口的电路。IC监视到达接口电路的供电电流(Is),如果Is超过编程的阈值,便迅速从接口去掉电流和电压。在正常运作期间,来自IC_1输出端的电流(Is的1/2000)流经R_3达到逻辑低电平:IC_2的输出低于“或非”门的输 相似文献
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James Mahoney 《电子设计技术》2002,(5)
图1所示电路可以在一个输入脉冲结束时,把脉冲信息转换成纯净的直流电压。在另一种方法中,一个RC滤波器能把脉宽调制(PWM)信号转换成一种平均的直流电压,但是这种方法的响应速度比较慢。将小占空比的脉冲信息转换成电压时,响应速度就更慢了。图1所示电路用两个低输入偏压的LI1880运算放大器(IC_2和IC_3),和一个LTC202型四芯模拟开关(IC_(1A)、IC_(1B)、IC_(1C)和IC_(1D)),来构成能把一个脉冲转换成直流电压的积分器和采样保持级。在对一个脉冲进 相似文献
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图1(a)所示的简单电路可把一台放大器转变成一个单触发电路。在加电之后,我们假定IC_1的输出电压为高电平。于是,C_1两端的电压增加,直到它大于IC_1正向输入端上的电压为止。在这一时刻,IC_1的输出电压变为低电平。 相似文献
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图1所示是一种可提供环路直流电压为20~30V环路电流为10~20mA的电路的作用是作为恒定电流(I_p)源。IC_2、R_1和R_2联合组成一个提供12V电源电压(V_(?))的分路调整器。IC_2是一只TL032运算放大器。传感器电路可以是电阻温度检测器电路,或任何其他的传感器调整电路或信号调 相似文献
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