电子线路学习方法(九) 第四讲 二极管电路分析方法(上)

<正> 一、二极管电路等效理解方法分析二极管电路时也需要进行等效理解,当二极管导通和截止时,都可以等效成一个电阻,这样对二极管电路工作原理的理解比较方便。1.二极管导通时等效理解方法二极管导通时,为了电路分析的方便,将二极管等效成一只阻值很小的电阻,如图1所示,有时可以将导通的二极     

电子线路学习方法(十一) 第五讲 三极管电路分析方法(上)

<正> 一、三极管电路等效理解方法三极管有三个引脚,在进行电阻等效理解时主要等效集电极与发射极之间的内阻,其他引脚之间的等效分析比较少。1.集电极与发射极之间内阻等效电路方法分析一些三极管控制电路中,需要将三极管集电极与发射极之间的内阻进行等效,如图1所示是三极管三种工作状态下的集电极与发射极之间内阻等效电路。(1)截止状态下等效电路。当三极管截止时,它的集电极与发射极之间内阻很大,许多电路分析中可以认为三极管集电极与发射极之间为开路状态。     

无线电基础知识讲座 无线电三大基本元件组成的电路(下)

6 电感和电容组成的串、并联电路6.1 电感与电容串联电路电感和电容组成的串联电路图6-1所示。因电路中只有电感和电容,所以,只存在感抗和容抗。其复阻抗为:Z=R+jX_L-jX_C。因R=0,所以 Z=jXL-jXc=j(X_L-X_C)。其模值:z=|X_L-X_C|。我们在介绍元件时已经谈过,电感的感抗是图6-1电感电容由于导线中的电流产生磁力线,串联电路磁力线反过来又切割导线而产生反电动势抵抗原电流变化的一种作用;容抗是由于静电感应使电容两     

电子线路学习方法(八) 第三讲 电感电路分析方法(下)

<正> 五、电源电路中电感滤波电路分析方法及思路培养电感滤波电路是用电感器构成的一种滤波电路,其滤波效果相当好,只是要求滤波电感的电感量较大,电路的成本比较高。电路中常使用?型LC滤波电路。如图10所示是?型LC滤波电路。电路中的C1和C3是滤波电容,C2是高频     

无线电基础知识讲座

无线电三大基本元件组成的电路（下） 6 电感和电容组成的串、并联电路 6．1电感与电容串联电路 电感和电容组成的串联电路图6-1所示。因电路中只有电感和电容，所以，只存在感抗和容抗。     

基于NE555的直流升压电路仿真分析

为了克服传统直流升压电路体积大、能耗大的缺点,设计一种基于NE555的直流升压电路。该电路具有功耗低、结构简单、变换效率高等特点。利用Proteus电路仿真技术,对该直流升压电路模型进行仿真分析。通过改变影响直流升压电路输出的两个关键因素,得到电路输出电压的变化规律。通过实验验证,设计电路达到了预期目标。实验结果表明,在保持脉冲频率和储能电感的电感量一定的情况下,负载电阻和控制脉冲的占空比的增加,将导致电路输出电压增大。     

一种可计算包含色散媒质和集总元件电路的(FD)2TD方法

现有的计算集总元件的时域有限差分方程要求电容率和电导率是不随频率变化的量。而实际上,大多数媒质的这些参数随频率显著变化。Extended FDTD方程^[1-6]在分析色散媒质中含有集总元件(电阻、电容、电感)的混合电路时遇到了困难。本文给出的Extended (FD)^2TD方法可以解决这个问题,途径是将集总参数(R、C、L)包含到与频率相关的介电常数中。这种方法可以对实际的混合电路进行全波分析,同时通过一次仿真可获得宽频域的参数。     

体声波谐振器质量负载等效电感的量化方法

体声波(BAW)谐振器受到质量负载时,谐振器的Butterworth Van Dyke(BVD)电路模型中会增加1个质量负载等效电感,为得到该电感与负载质量的量化关系,以便对BAW传感器进行系统行为仿真,该文提出了3D多物理场-等效电路仿真对比建模的方法。通过对比COMSOL Multiphysics软件的3D多物理场仿真结果与ADS的等效电路仿真结果得到质量负载等效电感和负载质量的量化关系。以一个薄膜体声波谐振器(FBAR)为例,介绍了该方法的详细过程,并得到案例中的量化关系为:质量负载等效电感每增加1nH,负载质量增加0.1ng。最后将该量化关系应用于基于Pierce振荡器的BAW传感器检测电路的系统级行为仿真。仿真结果表明,质量负载等效电感每增加1nH,振荡频率减小6 MHz,即振荡频率的变化情况与等效电路仿真结果相吻合,从而验证了该检测电路能用于BAW传感器的频率信号的检测。该量化方法同样适用于石英晶体微天平(QCM)。     

利用OrCAD电路设计软件分析RLC电路频率特性

本文利用OrCAD/Pspice电路设计软件研究RLC串、并联电路中由于参数的改变对电路的频率特性造成的影响。通过软件仿真得到结果 :当中心频率f0=1.59kHz时与通过理论计算的值相近。在RLC电路中,电阻R的值越小,则通频带就越窄;而且中心频率f0的值和电路参数R无关,但当LC的乘积减小时,中心频率f0的值增大。     

实用电路模块(四)——几种信号处理与转换电路单元

<正> 上几期介绍的实用电路模块系列提供了广阔的测量范围。归纳起来,我们由前面的制作过程得到了三位半的电压量手段,也得到了六位半的测频计周手段,这样一来,我们就可以把许多电的或非电物理量变换为适当的电压信号或是频率信号送给以上电路进行测量。以下就给出几个常用的信号变换与处理单元电路。 测频的前置信号处理电路 很多制作文章在讨论频率计电路时往往只重视计数和闸门的数字单元的讨论,而对频率计中至关重要的衰减、放大和整形的前置电路处理却十分草率,这样做出的频率计测量数字电路的频率尚可,而对模拟小信号或不规则波形,如三角波、尖脉冲、占空比特殊的方波、振铃较大的波形等测量效果极差。确实,要设计并制作出性能良好的这类前置电路比后续的数字单元要难得多,特别在高达百兆赫以上的频率测量中,     

一种采用频率变换的自供电电源管理电路

 在低频率条件下,采用直接阻抗匹配的原理,设计的压电材料换能器电源管理电路,匹配电感值很大.本文采用频率变换,设计了一种自供电电源管理电路.分析了频率变换的原理.将低频信号变换至较高频率,匹配电感值很小,有利于电路的小型化.该管理电路还可以在宽频带内对于压电换能器实现匹配.实验结果表明,电路实现了频率变换,匹配电感值和电路体积都大大减小.电源管理电路的最大采集功率为181.6mW,能量采集效率可以达到44.8%.当0.47法拉的储能电容电压为1.13V时,该电路最大放电功率可达110mW,放电时间持续620ms,能够驱动无线传感器在一个周期内正常工作.     

基于二极管的限幅蔡氏电路实验研究

根据经典蔡氏电路的数学模型,获得系统各个变量之间的运算关系,利用运算放大器、电阻、电容及二极管等元器件,完成非线性限幅函数的电路设计,实现无电感元件的等效蔡氏电路硬件实验图。结果表明,通过调试电路中电阻值,可以直接从示波器观测到蔡氏电路的三个运动变量,包括周期、单涡卷、双涡卷等运动行为的时序图和相位图。搭建的电路结构简单,学生实验时调试容易,并且由于电路中不含电感元件,实验过程中混沌吸引子的稳定性也明显得到了提高。     

基于频率变换的压电俘能器接口电路设计

设计了一种可以减小匹配电感的双同步开关电感电路。建立了仿真模型,仿真结果表明该电路的能量采集的功率最大可达1.9 mW。与一般同步电荷提取电路相比,该电路可以使整体电路体积减小了2/3。将此电路应用于不同形状的压电片的振动能量俘获,发现振动频率和压电片的形状对该电路收集到的能量都有影响,当振动频率为40 Hz时,在矩形压电片上收集到的能量最多。     

基于模拟电感的蔡氏电路硬件实验

蔡氏电路含有不易调节且成本高的电感元件，在教学实验中较难开展电路设计与硬件实验。对原始电感元件采用里奥登电感等效替换，通过Altium Designer软件绘制电路原理图，开展了基于模拟电感的蔡氏电路硬件实验。结果表明，基于模拟电感的蔡氏电路不仅能重塑经典蔡氏电路的动力学行为，其电感值还更易于调节，为大规模集成电路设计与创新性教学实验提供了优良方案。     

射频前端宽带高Q值可调节集成有源电感

针对传统接地有源电感的电感值低、Q值低等缺点,提出了一种改进型的有源电感,并给出了等效电路图及等效阻抗的表达式。基于TSMC 0.35μm SiGe BiCMOS工艺,利用Cadence软件,完成了电路和版图设计。提出的有源电感,在频率小于5GHz时,其等效电感值随频率变化很小,大于5GHz后,随频率变化略有增大。通过改变外加偏置电压,实现了电感值和Q值的可调,电感值可调范围为1.035～5.631nH,Q值最大值可达到1 557;同时,也可调节有源电感Q值达到最大值时所对应的工作频率。     

基于0．6μm CMOST艺的单片集成有源电感设计

采用0．6μm CMOS工艺实现了一种CMOS工艺单片集成有源电感的设计，其电路原理图由2个N型场效应晶体管和2个P型场效应晶体管构成，电感值可受直流偏置控制，占用面积小。仿真结果表明，该有源电感电路的工作频率范围为1MHz-IGHz，600MHz频率处电感的Q值达到26，等效电感值为400nH。     

电子线路学习方法(六) 第二讲 电容电路分析方法(下)

<正> 八、多个小电容串并联电路分析方法和思路培养如图17所示是多个小电容串并联电路,这是电视机行扫描输出级的逆程电容电路。电路中,C3与C4并联后与C2串联,然后再与C1并联。这几个电容经串联、并联后总的等效电容是行逆程电容,见电路中的等效电路,这一电路中的每一     

Buck型DC-DC电路振铃现象的抑制

Buck型DC-DC电路在负载较大时,外接电感电流在一个调制周期内会出现减小到零的情况。为了防止电路进入强制连续导通模式(FCCM),电感电流反向,导致负载电容通过续流NMOS管放电,降低DC-DC的转换效率,需要设计保护电路在电感电流减小到零时检测电感前端电压,当电压大于零时强制关断NMOS管,使电路工作于断续导通模式(DCM)。由于开关管寄生电容与外接电感LC形成振荡回路,电感残余电流产生振铃现象。为了抑制振铃现象,通过控制电路在LXC与地之间接入阻尼电阻,减小电容的等效并联电阻,加快振荡衰减。     

互连线RC模型应用条件的仿真研究

研究结果表明,在L与RC比值较小时,阶跃响应的上升时间基本上由RC的乘积决定,电感对电路的影响可以忽略,互连线采用RC模型与RLC模型结果应无多大差别。在L与RC比值较大时,阶跃响应曲线出现振荡,此时使用RC模型需满足工作频率低于RC模型的“上限使用频率;当工作频率超过RC模型的“上限使用频率”时,互连线的模型就必须采用RLC模型。RC模型的“上限使用频率”仅与互连线长度有关:fmax106(Hz·m)。     

基于LTCC的小型化中频带通滤波器设计

采用LTCC技术实现滤波器时,大电感值会引起加工复杂、寄生参数多等问题。文中通过部分电路等效法(PEEC)、三角形和星形联结等效变换法,将二阶直接耦合滤波器中的三角形连接电感等效为两个并联的耦合电感,减少了电感数量及感值。使得滤波器的设计复杂程度降低,标准化程度及一致性更高,封装更小。最终实现了一个中心频率70 MHz、相对带宽14.28%、插入损耗1.83 dB、回波损耗＜-15 dB的小型化中频滤波器。