Progress in the development of high-power millimeter- and submillimeter wave gyrotrons and of free electron masers

Contents At present, high power gyrotron oscillators are mainly used as generators for electron cyclotron resonance heating (ECRH) and diagnostics of magnetically confined plasmas for generation of energy by controlled thermonuclear fusion. 140 GHz gyrotrons with output powerP _out =0.58 MW in the Gaussian free space TEM₀₀ mode with pulse length up to =2.0 s and efficiency =34% are commercially available. High order rotating TE-modes (e.g. TE_22,6 at 140 GHz) are used as working modes in the cavities of these tubes. For plasma diagnostics higher frequencies are required. Therefore, gyrotron oscillators are designed for operation either at the second harmonic of the electron cyclotron frequency or at the fundamental cyclotron frequency with special pulsed high-field solenoids.P _out =40 kW with =40 s at =4% at frequencies up to 650 GHz have been achieved. In the case of gyrotron oscillators only slow frequency step tuning is possible by variation of the magnetic field (change of operating cavity mode). Fast and continuous frequency tuning by variation of the beam acceleration voltage is feasible for free electron masers (FEM). Record output parameters are:P _out =2GW, =20 ns, =13% at 140 GHz (LLNL) andP _out =15 kW, =20 s, =5% in the range from 120 to 900 GHz (UCSB).

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Fortschritte bei der Entwicklung von Hochleistungs-Millimeter- und Submillimeter-Wellen Gyrotrons und Frei-Elektronen-Masern

Übersicht Hochleistungs-Gyrotronoszillatoren werden derzeit vorwiegend als Generatoren für die Elektronen-Zyklotron-Resonanz-Heizung (ECRH) und Diagnostik von magnetisch eingeschlossenen Plasmen zur Erforschung der Energiegewinnung durch kontrollierte Kernfusion eingesetzt. 140 GHz Gyrotrons mit einer Ausgangsleistung vonP _out =0.58 MW in der Gaußschen Freiraumgrundmode TEM₀₀ bei Pulslängen bis zu =2.0 s und Wirkungsgraden =34% sind kommerziell erhältlich. Als Arbeitsmoden im Röhrenresonator dienen dabei hohe, rotierende TE-Moden (z. B. TE_22,6 bei 140 GHz). Zur Plasmadiagnostik werden höhere Frequenzen benötigt. Daher arbeiten die dazu vorgesehenen Gyroronoszillatoren entweder bei der 2. Harmonischen der Elektronen-Zyklotronfrequenz oder bei der Grundfrequenz mit speziellen gepulsten Hochfeld-Magneten. Bisher wurde bei Frequenzen bis zu 650 GHz eine HF-Ausgangsleistung vonP _out =40 kW mit =40 s und =4% erreicht. Die Ausgangsfrequenz von Gyrotronoszillatoren ist dabei nur langsam und stufenweise durch Veränderung des Magnetfeldes durchstimmbar (Übergang zu anderen Arbeitswellentypen im Resonator). Schnelle und kontinuierliche Frequenzdurchstimmbarkeit (über die Beschleunigungsspannung) ist beim Frei-Elektronen-Maser (FEM) gegeben. Rekordausgangsparameter sind hier:P _out =2 GW, =20 ns, =13% bei 140 GHz (LLNL) undP _out =15 kW, =20 s, =5% im Bereich von 120 bis 900 GHz (UCSB).

     

Wire configuration creating a uniform magnetic field

Contents In this paper the magnetic field created by a direct current flowing in the wires distributed on the surface of an elliptic cylinder is determined. The wire configuration is surrounded by a ferromagnetic ring having arbitrary magnetic permeability . Magnetic field patterns are shown, assuming infinite permeability of the ferromagnetic, and for the case of absence of the ferromagnetic, i.e. for =₀. The separation-of-variables method has been used.

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Übersicht In der Arbeit wird das magnetische Feld gleichstromdurchflossener gerader Leiter bestimmt, die in einem elliptischen Hohlzylinder parallel zu dessen Achse untergebracht sind. Die Anordnung ist von einem ferromagnetischen Ring umgeben, der beliebige Permeabilität aufweist. Für den Fall des hochpermeablen Ringes oder der Abwesenheit des ferromagnetischen Stoffes werden die Verteilungen des magnetischen Feldes angegeben. Die Methode der Trennung der Variablen wird benutzt.

     

Anwendung der Theorie der Oberwellendrehfelder auf permanentmagnetische Schrittmotoren mit kleinem Schrittwinkel

Übersicht Die Wirkungsweise der meist angewandten Bauart von permanentmagnetischen Schrittmotoren mit kleinem Schrittwinkel wird mit der Theorie der Oberwellendrehfelder erklärt. Eine allgemeine Beziehung für die möglichen Nutzahlen von Stator und Rotor wird entwickelt. Mit dieser lassen sich der Schrittwinkel und das Verhältnis von Drehzahl zu Speisefrequenz berechnen sowie die Induktivitäten und Einsenverluste abschätzen. Darauf aufbauend werden Hinweise für die Auslegung der Ansteuerung gegeben. Für die beschriebene Schrittmotorenbauart wird die Bezeichnung Oberwellen-Schrittmotor vorgeschlagen.

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Contents The principle of operation of permanent magnet stepping motors with small step angles is explained by employing the theory of rotating field harmonics. A general correlation for suitable numbers of stator and rotor slots is developed making it possible to calculate the step angle and the ratio of speed to input frequency as well as to estimate the inductances and iron losses. Based on these results suggestions for the design of drive circuits are given. It is proposed to indicate the described type of stepping motor as harmonic stepper.

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Verzeichnis der verwendeten Symbole b Luftspaltinduktion - B Amplitude der Luftspaltinduktion - f Speisefrequenz - I Strangstrom - k _C Carterscher Faktor - L Induktivität - l _i ideelle Ankerlänge - m Strangzahl - M Drehmoment - n Drehzahl - N Nutzahl - p Polpaarzahl - q Lochzahl - s Schlupf - t Zeit - U _p Polradspannung - U _S Statorspannung - w Windungszahl - elektrischer Winkel - räumlicher Schrittwinkel - Luftspalt - Durchflutung - Amplitude der Durchflutung - _pv Polradwinkel - , , Ordnungszahlen - spezifischer magnetischer Leitwert - Leitwertamplitude - ₀ Mittelwert des spezifischen magnetischen Leitwertes - Ordnungszahl der 1. Leitwertwelle - ₀ Permeabilität des Vakuums - Wicklungsfaktor - Streufaktor - _p Polteilung - Flußverkettung - Kreisfrequenz Indizes l Grundwelle - d bezogen auf died-Achse - g gegenlaufend - h Haupt- - m mitlaufend - q bezogen auf dieq-Achse - R Rotor - S Stator - , , gn bezogen auf die Oberwelle der Ordnungszahl , , - bezogen auf die 1. Leitwertwelle - Streu- Die Verfasserin dankt Herrn Prof. Dr.-Ing. E. Andresen und der Deutschen Forschungsgemeinschaft für die Förderung dieser Arbeit.     

Das elektromagnetische Feld eines in Seewasser parallel zum Spiegel verlegten,geraden, stromdurchflossenen,isolierten Drahtes mit blanken Enden in dem dreifach geschichteten Raum: Luft,Wasser, Erde

Inhaltsübersicht Die Aufgabe und ihre Daten—1. Das elektrische Strömungsfeld und das parasitäre elektrische Luftfeld: 1.1. Die formale Lösung für das elektrische Strömungsfeld; 1.2. Die Lösung der Aufgabe in Reihenform und der Zusammenhang mit der Methode der elektrischen Bilder; 1.3. Die Potentialfunktion des vom Strömungsfeld abhängenden elektrostatischen Feldes im Luftraumz0; 1.4. Die Berechnung der elektrischen Strömung i(_±, z) aus der PotentialfunktionV(, ,z) und die Darstellung in Zylinderkoordinaten—2. Das Magnetfeld des Strömungsfeldes: 2.1. Die grundlegenden Integraldarstellungen für die drei Komponenten des Vektorpotentials; 2.2. Die drei inhomogenen und verkoppelten partiellen Differentialgleichungen für die drei Komponenten des Vektorpotentials, die HilfsfunktionU(, ,z) im FalleB _z=0; 2.3. Die direkte Berechnung der KomponenteA _z(, ,z) des Vektorpotentials; 2.4. Die direkte Berechnung der KomponentenA (, ,z) undA (, ,z) des Vektorpotentials aus den Integraldarstellungen; 2.5. Das Vektorpotential und das Magnetfeld der stromdurchflossenen Kabellänge zwischen den Punkten (±a,o,—h); 2.6. Der magnetische Feldanteil mitB _z=0–3. Schlußbemerkungen.Physikalische Bedeutung der benutzten Symbole; Einheiten , ,z;x, y, z die Zylinderkoordinaten oder die kartesischen Koordinaten des Aufpunktes, - , ,z die Koordinaten des Quellpunktes oder des Wirbelpunktes; in beiden Fällen sind die Längen in m zu messen, - die elektrische Leitfähigkeit in S/m; Index 1 Wasser, Index 2 Erdkörper - h Abstand des Kabels von der Meeresoberfläche in m - H mittlere Tiefe des Meeres über die Länge des Kabels in m - ₀ die Dielektrizitätskonstante der Luft - ₀ die Permeabilität von Luft, Wasser, Erdkörper: - i elektrische Stromdichte in A/m² - V Potentialfunktion in V - U das Vektorpotential in Vs/m - B die magnetische Induktion in Vs/m² - qF die elektrische Flächenladung As/m² Mit 2 Textabbildungen     

The reduction of fire and explosion risks in a cuboidal tank making use of a system of vertical grounding rods

Contents The paper presents calculation results of the electric field in a cuboidal tank provided with a system of vertical grounding rods.The calculations made in the paper indicate that even at a relatively small space-charge density (q=100 C/m³), the values of the field intensity and electric potential are very large and may cause a spark discharge. The presented mathematical model and the results of field calculations can be applied to the reduction of fire and explosion risks in parallelepiped tanks storing inflammable liquids.

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Die Verminderung des Feuer- und Explosionsrisikos in kubischen Behältern mit einem System von vertikalen geerdeten Stäben

Übersicht Der Beitrag behandelt elektrische Felder in kubischen Behältern mit einem System von vertikalen geerdeten Stäben.Die Berechnungen zeigen, daß selbst bei relativ kelinen Werten der Raumladungsdichte (q=100 C/m³) die elektrische Feldstärke und das elektrische Potential sehr groß sind und einen Durchschlag verursachen können. Das dargestellte mathematische Modell und die Rechenergebnisse lassen sich als eine Methode verwenden für die Reduzierung des Feuer- und Explosionsrisikos in Behältern von der Form eines Parallelepipeds zur Speicherung leicht brennbarer Flüssigkeiten.

     

Der Turbogenerator mit supraleitender Erregerwicklung im transienten Betrieb

Übersicht Die weitgehende Verwendung nichtmagnetischer Werkstoffe beim Bau von Turbogeneratoren mit supraleitender Erregerwicklung erfordert die Erarbeitung neuer theoretischer Grundlagen zur Vorausberechnung des Betriebsverhaltens. Mit Hilfe der Raumzeigerdarstellung wird ein den dynamischen Betrieb beschreibendes Differentialgleichungssystem für ein vereinfachtes mathematisches Modell der Maschine abgeleitet.

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Contents The prevalent application of nonmagnetic materials in construction of turbine generators with superconducting field windings demands the development of new theoretical fundamentals for the predetermination of the operational behaviour. Using the definition of space vectors, for a simplified mathematical model of a generator a set of differential equations is presented, suitable for the calculation of transient performance.

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Verzeichnis der verwendeten Symbole a Augenblickswert des Strombelags - g ganze Zahl - i Augenblickswert des Stromes - j imaginäre Einheit - J polares Massenträgheitsmoment - l Länge des geraden Wicklungsteils - L Eigeninduktivität - m Augenblicksert des Drehmoments - M Kopplungsinduktivität - P Grundwellenpolpaarzahl - r radiale Koordinate, Radius - R ohmscher Widerstand - u Augenblickswert der Spannung - v Augenblickswert des Vektorpotentials - W _Spl Spulenweite, bezogen auf den mittleren Radius der Ständerwicklung - z axiale Koordinate - Z in Reihe geschaltete Leiter, Stabzahl der Käfigwicklung - räumlicher Winkel - Bogenkoordinate - ₀ magnetische Feldkonstante - natürliche Zahl - Ordnungszahl - v₁ vorzeichenbehaftete Ordnungszahl - natürliche Zahl - Wicklungsfaktor im geraden Wicklungsteil - _p1 Polteilung, bezogen auf den mittleren Radius der Ständerwicklung - Augenblickswert des magnetischen Flusses - Augenblickswert der magnetischen Flußverkettung - 1 Ständerwicklung - 2 Erregerwicklung - 3 Dämpferwicklung - a außen - A Strang A - b Belastung - B Strang B - C Strang C - d Längsachse - i innen - J Joch - m mechanisch - o Oberschicht, oben - q Querachse - s Strombelag - St Stab - u Unterschicht, unten - natürliche Zahl - Ordnungszahl - v₁ vorzeichenbehfaftete Ordnungszahl - natürlich Zahl Der Verfasser dankt Herrn Prof. Dr.-Ing. H. W. Lorenzen, Lehrstuhl und Laboratorium für Elektrische Maschinen und Geräte, TU München, für die Anregung und Förderung, dieser Arbeit. Sie dient als Voruntersuchung zum Thema Elektrische Grenzleistungssynchrongeneratoren mit supraleitender Erregerwicklung im Rahmen des Schwerpunktprogramms Neue Elektrische Antriebe der Deutschen Forschungsgemeinschaft, Bad Godesberg.     

Modern aspects of far-infrared gas lasers

Contents A short survey is presented on the recent development of optically pumped pulsed far-infrared (FIR) or THz gas lasers. This includes the new distributed-feedback (DFB) and helical-feedback (HFB) FIR gas lasers as well as the subnanosecond-single-pulse FIR gas lasers pumped by 50 ns 10 m pulses of hybrid CO₂ lasers truncated within ca. 10 ps at their maximum by a novel ultrafast laser-triggered plasma shutter. These lasers show interesting phenomena such as standard and swept-gain superradiance as well as anticorrelated oscillations of the far-infrared emission and the 10 m pump radiation in the Raman regime. In this context it was discovered that FIR laser gases, e.g., CH₃F, NH₃, D₂O, CH₃CN, can be used successfully as spectral filters in Optical-Free-Induction-Decay 10 m CO₂ laser systems instead of the standard hot CO₂ gas. Finally, the single ultrashort FIR pulses are presently applied to FIR or THz quantumwell detectors and to high-T _c superconductors to gain further information on their exciting and complicated features.

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Aktuelle Aspekte der Ferninfrarot (THz) Gaslaser

Übersicht Aktuelle Probleme und Resultate der Forschung über optisch-gepumpte gepulste Ferninfrarot (FIR)- resp. THz-Gaslaser werden erläutert. Diese betreffen sowohl die neuartigen Distributed Feedback (DFB) und Helical Feedback (HFB) FIR Gaslaser, als auch FIR Gaslaser, die gepumpt werden mit den 50 ns 10 m Pulsen von Hybriden CO₂ Lasern, welche mit neu entwickelten, Lasergesteuerten Plasmaschaltern innerhalb ca. 10 ps im Maximum abgeschnitten werden. Damit erzielt man Subnanosekunden-FIR Einzelpulse. Diese Laser zeigen interessante Phänomene, wie normale und verstärkte Superstrahlung oder antikorrelierte Fluktuationen der FIR Strahlung und 10 m Pumpstrahlung im Raman-Emissionsstadium. In diesem Zusammenhang wurde festgestellt, daß FIR Laser-Gase, z. B. CH₃F, NH₃, D₂O, CH₃CN, erfolgreich als Spektralfilter in Optical-Free-Induction-Decay 10 m CO₂ Lasersystemen das übliche heiße CO₂ Gas ersetzen können. Die einzelnen ultrakurzen FIR-Pulse werden zur Zeit zum Test neuer FIR resp. THz Quantum-Well-Detektoren und zur Untersuchung ihrer Einwirkung auf Hoch-T _c -Supraleiter verwendet.

     

Das Feld der elektromagnetischen Strahlung im Innern eines hohlen Drehparabols mit einem axial gerichteten elektrischen oder magnetischen Dipol im oder vor dem Brennpunkt

Ohne ZusammenfassungZusammenstellung der Formelzeichen =2 f die Kreisfrequenz und die gewöhnliche Schwingungszahl in Hz/s, - exp (–it) das Zeitgesetz der stationären Dipolschwingung - g ^(e)=–i die elektrodynamische Leitfähigkeit für den elektrischen Verschiebungsstrom in S/cm mit= =1/36·10^–11 F/cm für das Vakuum - g ^(m)=+i die elektrodynamische Leitfähigkeit für den magnetischen Verschiebungsstrom in Ohm/cm mit=4·10^–H/cm für das Vakuum - c=()^–1/2 die dem Medium zukommende Lichtgeschwindigkeit in cm/s, - =c/f die der aufgedrückten Schwingung zukommende Vakuumwellenlänge in cm - 2/ die Wellenzahl des Mediums in 1/cm - (/)^1/2 der Wellenwiderstand der freien Raumwelle mit dem Zahlenwert 120 Ohm - die elektrische und magnetische Feldstärke in V/cm und A/cm - x, y, z die drei rechtwinkligen und rechtshändigen Cartesischen Koordinaten - , , die drei rechtwinkligen und rechtshändigen Zylinderkoordinaten - , , die drei rechtwinkligen und rechtshändigen parabolischen Koordinaten - _r der Wert für die parabolische Koordinate in der Begrenzungsfläche des parabolischen Horns oder die Brennweite des Drehparabols in cm - _q der Wert für die parabolische Koordinate, die die Lage des Dipols auf der Achse fixiert - ^'=2k die dimensionslosen, reduzierten, parabolischen Koordinaten - R, R _q der Abstand des Brennpunkts oder des Dipols vom Aufpunkt in cm - I ^(e)·,I ^(m)· das elektrische oder magnetische Moment des Dipols in A/cm und V/cm mit als elementare Dipollänge - zwei Hilfsvektoren in A und V, von denen nur diez-Komponente von Null verschieden ist     

Zum Einfluß von Zahn- und Jochsättigung auf die Harmonischen des Luftspaltfeldes

Übersicht Das Spektrum des Luftspaltfelds ändert sich unter dem Einfluß der Sättigung der Eisenbereiche. Anhand numerischer Feldberechnungen wird gezeigt, daß zwischen der Sättigung im Zahn- und Jochbereich der Maschine prinzipielle Unterschiede bestehen und welchen Einfluß sie auf das Luftspaltfeld haben. Im Mittelpunkt der Untersuchungen stehen niederpolige Luftspaltfelder, der Einfluß der Sättigung auf nutharmonische Felder wird nur schlaglichtartig behandelt. Durch Verwendung bezogener Größen wird eine Übertragbarkeit der numerisch gewonnenen Ergebnisse angestrebt. Diese werden darüber hinaus mit den Ergebnissen eines verbreiteten analytischen Verfahrens verglichen.

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On the influence of teeth and yoke saturation on the space-harmonics

Contents The spectrum of the magnetic field in the air gap of induction motors is influenced by the level of saturation of the magnetic circuit. This report deals with the effects of saturation, which are significantly different in case of yoke respectively teeth saturation. The research is done by means of numerical field calculations of a simplified model. The results are compared with a commonly used analytical approach. Beside of the reduction of the fundamental field the effects of saturation on the third and fifth space-harmonics are found to be most important. The effect on the slot harmonics is proved to be negligible for the model presented.

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Formelzeichen a Breitenfaktor für Feldwelle mit der Polpaarzahl - b(x) resultierende Luftspaltinduktion - B _J Maximalwert der Induktion im Joch - b Induktionsdrehwelle der Polpaarzahl - B Scheitelwert der Induktionsdrehwelle der Polpaarzahl - B _L,m Mittelwert der Induktion im Luftspalt - B _max Maximalwert der Induktion im Luftspalt - b _p Induktionsdrehwelle, Grundfeld - B _p Grundfeldinduktion, Scheitelwert - b _s Nutöffnung - b _z Zahnbreite - Z _Z Induktion im zahnschaft, Scheitelwert - D _a Ständeraußendurchmesser - D _i Ständerinnendurchmesser (Bohrung) - H _r Radialkomponente der magnetischen Feldstärke, Scheitelwert - H _t Tangentialkomponente der magnetischen Feldstärke, Scheitelwert - k Sättigungsgrad, nur Sättigung im Zahnbereich - k _c Carterscher Faktor - k _c1 ,k _c2 Carterscher Faktor, ständer/läuferseitig - k _js Sättigungsgrad, nur Sättigung im Jochbereich - k _S Sättigungsgrad - m ₁ Strangzahl - N Nutzahl, Ständer - p Anzahl der Polpaare - r Radius - R _J Radius, halbe Ständerjochhöhe - V magnetische Spannung, Scheitelwert - v(x) resultierende Felderregung - V _Eisen magnetischer Spannungsabfall im Eisenbereich, Scheitelwert - V _Joch magnetischer Spannungsabfall im Jochbereich, Scheitelwert - V _Luft magnetischer Spannungsabfall im Luftspalt, Scheitelwert - V _p Scheitelwert der Grundfelderregerwelle - v _p (x) Drehwelle der Grundfelderregung - V _Zahn magnetischer Spannungsabfall im Zahnbereich, Scheitelwert - w mittlere Spulenweite - x Umfangswinkel - Abplattungsfaktor - geometrischer Luftspalt - Ordnungszahl einer Leitwertwelle durch Nutung oder Sättigung - (x) resultierender magnetischer Leitwert, Sättigung unberücksichtigt - _O konstanter Anteil des magnetischen Leitwerts, Sättigung unberücksichtigt - Scheitelwert einer Leitwertdrehwelle der Ordnungszahl - _N Grundwelle des magnetischen Leitwerts durch Nutung, Scheitelwert - _S(X) resultierender magnetischer Leitwert, Sättigung berücksichtigt - _S,O konstanter Anteil des magnetischen Leitwerts, Sättigung berücksichtigt - _S,2p Grundwelle des magnetischen Leitwerts durch Sättigung, Scheitelwert - _S, magnetische Leitwertdrehwelle durch Sättigung, Scheitelwert - Polpaarzahl - _r,Fe relative Permeabilität im Eisenbereich - _Nut elektrische Durchflutung je Nut, Scheitelwert - _p Durchflutungsgrundwelle, Scheitelwert - _rel relative elektrische Durchflutung - _N Nutteilung, Ständer - resultierender Wicklungsfaktor, Polpaarzahl - _p resultierender Grundfeldwicklungsfaktor - _S Sehnungsfaktor, Polpaarzahl - _S,p Sehnungsfaktor des Grundfelds - _Z, Zonenwicklungsfaktor, Polpaarzahl - _Z,p Zonenwicklungsfaktor des Grundfelds     

On the optimisation of outside spacer bipolar transistors for 0.5 μm high performance mixed analog/digital BiCMOS

Contents For high performance mixed analog/digital and ECL-CMOS applications the inside spacer, double poly bipolar structure has attracted most attention. Although this structure offers superior performance over it's outside spacer counterpart, a significant increase in the cost and complexity of the BiCMOS process is incurred especially when combined with trench isolation and composite material inside spacers. In this paper we examine different approaches for enhancing the performance of CMOS compatible outside spacer transistors opening up the possibility for lower complexity, high peformance BiCMOS processes. As a vehicle for this work we report on the integration of outside spacer bipolar transistors in a baseline digital 0.5 m, 3.3 Volt, triple level metal CMOS technology. Transistors with peakf _T (extracted as gain bandwidth) of 17–18 GHz,BV _ceo5 Volts and Early voltageV _A of 25–30 Volts are reported. Future lateral and vertical scaling is expected to yield performance which compares favourably to more complex inside spacer processes.

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Aspekte zur Optimierung von Outside Spacer Bipolartransistoren für eine leistungsfähige 0.5 m BiCMOS-Technologie für Analog-Digitalanwendungen

Übersicht Für leistungsfähige Analog-Digital-sowie ECL-CMOS-Anwendungen haben inside spacer Doppel-Polysilizium Bipolartransistoren die größte Aufmerksamkeit erzielt. Diese Transistoren besitzen, verglichen mit outside spacer Strukturen, hervorragende Eigenschaften. Allerdings beinhaltet diese Technologie eine wesentliche Steigerung der Kosten sowie der Komplexität des BiCMOS-Prozesses, insbesondere wenn Trench-Isolation und Doppellagenspacer angewandt werden. In diesem Artikel werden verschiedene Methoden zur Leistungssteigerung von CMOS-kompatiblen outside spacer Transistoren untersucht, was Möglichkeiten für weniger komplexe, aber leistungsfähige BiCMOS-Prozesse eröffnet. Untersuchungsobjekt für diese Arbeit ist die Integration von outside spacer Bipolartransistoren in eine 0.5 m – 3.3 V-Standard-CMOS-Technologie für Digitalanwendungen mit Dreilagenmetallisierung. Es werden Transistoren mit einer cut-off-Frequenz (Verstärkungs-Bandbreiten-Produkt) von 17–18 GHz, einer Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung (BV _ceo) von 5 V und einer Earlyspannung von 25–30 V vorgestellt. Von zukünftigem lataralen und horizontalen scaling werden Transistoreigenschaften erwartet, die sich mit denen von Transistoren der komplexeren inside spacer-Technologien vergleichen lassen.

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This work was carried out with the support of the ESPRIT 8001 TIBIA project. The authors would also like to thank G. Vancuyck and F. Vleugels for stimulating discussions and assistance with measurements and analysis.     

Elektrische Leitfähigkeit von kugelförmigem Kupferpulver unter Druck

Übersicht Die elektrische Leitfähigkeit von kugelförmigem Kupferpulver verhält sich zwischen 50 bar und 500 bar proportional zum Preßdruck und steigt im Bereicht zwischen 4 m und 25 m ebenfalls annähernd proportional mit dem Korndurchmesser an. Dies steht i m Einklang zu theoretischen Erwartungen. Bei höherem Druck und inbesondere bei groben Kornfraktionen auftretende Abweichungen lassen sich durch die Zerstörung der auf der Oberfläche der Pulverkörner vorhandenen Oxidschicht erklären.

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On the electric conductivity of compressed spherical copper powder

Contents The electric conductivity of copper powder of spherical particle shape approximately increases proportionally to both the applied pressure in the range between 50 bar and 500 bar and the grain diameter between 4 m and 25 m. This is in agreement with known theory. At higher pressures deviations have been observed, especially at large grain diameters. This may be expalined by the damage of oxide layers on the surface of the powder particles.

     

Watt-hour efficiency of system loop inductor-ferromagnetic plate

Contents A numerical method of calculation of Watt-hour efficiency of a system loop inductor-ferromagnetic plate is presented. The integral equation approach is applied. The presented method permits to compute the eddy-current losses in the ferromagnetic plate without integrating the Poynting vector. As an example the watt-hour efficiency as a function of angular frequency is calculated.

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Elektrischer Wirkungsgrad im System Induktionsschleife — Ferromagnetische Platte

Übersicht In der Arbeit wird eine numerische Berechnungs-methode des elektrischen Wirkungsgrades in dem System Induktionsschleife—ferromagnetische Platte dargestellt.Es wird die Methode der Integralgleichungen angewendet. Die Methode gestattet die Berechnung der Wirbelstromverluste in einer ferromagnetischen Platte ohne den Poynting-Vector zu integrieren. Ein Berechnungsbeispiel zeigt den elektrischen Wirkungsgrad als Funktion der Kreisfrequenz.

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List of principal symbols A vector potential - I total current in the loop-inductor - J current density - k ² j _{0 f f} - P active power loss - R _{l, m} mutual resistance of conductorsl andm - Z _{l, m} mutual impedances of conductorsl andm - _c conductivity of the conductors - _f conductivity of the ferromagnetic plate - ₀ Kronecker delta - _f relative permeability of the ferromagnetic plate - ₀ permeability of the vacuum - angular frequency - watt-hour efficiency     

On reducing the vibration and noise level of induction motors with integral and fractional slot windings

Contents The paper presents a method of calculating the radial magnetic forces and pulsating torques in induction motors with integral and fractional stator slot winding and squirrel-cage rotors, which aims on reducing the forces of vibration and the noise level of electromagnetic origin. The method leads to a proper choice of stator and rotor slot numbers and other design data, which allow to avoid cases where force components of considerable value and frequencies in the resonant band of the motor are generated. Special attention is paid to the generation of time dependent (synchronous) parasitic torques and their frequencies. Finally the paper includes the experimental verification and presents a case of successful application in a high power motor.

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Die Reduktion des Schwingungs- und Geräuschniveaus von Induktionsmotoren mit Ganzloch- und Bruchloch-Wicklung des Ständers

Übersicht Im Beitrag werden Methoden zur Berechnung von magnetischen Radialkräften und Oberschwingungsanteilen des elektromagnetischen Moments von Induktionsmotoren mit Ganzloch- und Bruchloch-Wicklungen des Ständers und Käfigläufern vorgestellt. Ziel der Berechnung ist die Reduzierung von Schwingungen und Geräuschen elektromagnetischer Herkunft.Diese Methoden helfen bei der Auswahl der Nutzahl von Ständer und Läufer sowie anderer Konstruktionsdaten. Damit können Oberschwingungsanteile von auftretenden inneren Kräften derart beeinflußt werden, daß Komponenten, die im Bereich der mechanischen Eigenfrequenz des Motors liegen, nicht auftreten. Besondere Aufmerksamkeit wird den frequenzabhängigen Oberschwingungsanteilen des Momentes gewidmet. Es werden experimentelle und theoretische Ergebnisse, die anhand eines Motors großer Leistung gewonnen wurden, gegenübergestellt.

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List of main symbols k _s ,k _r stator and rotor winding factors - k _sk skewing factor for -harmonic - N _s ,N _r number of stator and rotor slots - p number of pair-poles - q number of stator slots per pole and phase - s slip of rotor in respect to fundamental harmonic - angle around the rotor surface - airgap width - magnetomotive force (MMF) - magnetic conductance - integers denoting transformed rotor currents - integers assigned to harmonics (fundamental =p) - integers assigned to harmonics (fundamental =1) - _r rotor position angle - ₁,f ₁ pulsation and frequency of supply voltage - angular speed of the rotor     

Zur Theorie des dynamischen Betriebs von Drehstrommotoren mit Stromverdrängungsläufer

Übersicht Ausgehend von einer Annäherung der Stromdichteverteilung in den Läuferstäben wird das den Betrieb von Drehstromkäfigankermotoren bei raschen Drehzahländerungen beschreibende Differentialgleichungssystem abgeleitet. Die Raumzeigerdarstellung ermöglicht eine einfache mathematische Formulierung und eine physikalisch anschauliche Anschrift der Systemgleichungen.

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Contents Basing on an approximation for current density in the rotor bars a set of differential equations is presented, dealing with the operational behaviour of squirrel-cage induction motors at fast speed variation. Using the definition of space vectors a mathematically simple and physically clear representation is possible.

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Verzeichnis der verwendeten Symbole a Augenblickswert des Strombelags, Nutabmessung - b Augenblickswert der Induktion, Nutabmessung - D Bohrungsdurchmesser - g ganze Zahl - h Nutabmessung - i Augenblickswert des Stroms, natürliche Zahl - j imaginäre Einheit , natürliche Zahl - J polares Massenträgheitsmoment - k natürliche Zahl - l Länge, Selbstinduktionskoeffizient - L Selbstinduktionskoeffizient - m Gegeninduktionskoeeffizient - M Gegeninduktionskoeffizient - n natürliche Zahl - p Polpaarzahl - q Nutenzahl je Pol und Strang - r ohmscher Widerstand - R ohmscher Widerstand - s Nutabmessung - S Spulenweite - u Augenblickswert der Spannung - Windungszahl je Strang - z Stabzahl - elektrischer Winkel - effektiver Luftspalt - Nutenzahl, um die die Ständerwicklung gesehnt ist - Bogenkoordinate - Ordnungszahl - natürliche Zahl - v Ordnungszahl - ₀ Permeabilität des Vakuums - Wicklungsfaktor - Streuzahl - Länge in Umfangsrichtung - Augenblickswert der Flußverkettung Indizes 1 Ständer - 2 Läufer - o bezogen auf das System dreifacher Polpaarzahl - A Strang A - b Belastung - B Strang B - C Strang C - dv doppeltverkettet - Fe Eisen - g geometrisch - h bezogen auf das Hauptfeld - i ideell, bezogen auf einen Teilkäfig - k bezogen auf einen Teilkäfig - K Zahnkopf - n Nut - N Netzzuleitung - p Pol - R Ring - Schr Schrägung - St Stab - w Wicklung - Ordnungszahl - natürliche Zahl - Ordnungszahl - Streuung - Re Realteil - Im Imginärteil Besondere Schreibweisen Komplexe Zahlen werden durch Unterstreichen, konjugiert komplexe Zahlen durch Unterstreichen und hochgestellten Stern, zeitliche Ableitungen des Läuferverdrehungswinkels durch Punkt über dem Buchstabensymbol und auf das Ständerkoordinatensystem transformierte Läufergrößen durch gestrichene Symbole gekennzeichnet.Der Verfasser dankt Herrn Professor Dr.-Ing. H. W. Lorenzen für die Anregung und Förderung dieser Arbeit.     

Electrodynamic forces at thin non-magnetic tapes placed above ferromagnetic plates

Contents A method of calculation of the current density and electrodynamic forces at thin non-magnetic tapes placed in parallel to thick ferromagnetic plate is presented. The integral equation approach is applied, which permits to obtain an approximate solution of the problem considered. The tapes of finite width are considered. As an example, forces as a function of position and time are given.

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Elektrodynamische Kräfte auf dünne, nicht-magnetische Bänder, die parallel zu einer ferromagnetischen Platte angeordnet sind

Übersicht Es wird eine Methode zur Berechnung der Stromdichte und der elektrodynamischen Kräfte bei parallel zu einer dicken ferromagnetischen Platte angeordneten dünnen, nichtmagnetischen Bändern dargestellt. Eine Näherungslösung des betrachteten Problems wird mit Hilfe einer Integralgleichungsmethode erhalten, wobei ein Band mit endlicher Breite betrachtet wird. Als Beispiel werden die Kräfte in Abhängigkeit von Ort und Zeit angegeben.

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List of Symbols A vector potential - B magnetic density - 2d width of tape - h height of conductor above tape - l current in tape - J current density - k ² j _{0 s} - thickness of tape - ₀ permeability of vacuum - _r relative permeability of the ferromagnetic plate - conductivity of tape - _s conductivity of steel plate - _ij Kronecker delta - angular frequency     

Allgemeine Oberfeldtheorie für ein- und dreiphasige Asynchron-und Linearmotoren mit Käfig unter Berücksichtigung der mehrfachen Ankerrückwirkung und der Nutöffnungen

Übersicht Die Grund- und Oberschwingungen der Ströme im Primär- und Sekundärteil werden aus einem Gleichungssystem ermittelt. Die Selbst- und Gegeninduktivitäten werden als mehrfache Reihen dargestellt, wobei die Nutöffnungen über Leitwertswellen aus einer homopolaren oder heteropolaren Potentialverteilung berücksichtigt werden. Die Theorie erlaubt auch die Berechnung von unipolaren Ringströmen und unipolaren Luftspaltfeldern. Der normale Drehstrommotor und der Einphasenmotor ergeben sich als Sonderfall des Linearmotors. Stern-, Dreieck- und Parallelschaltung der Wicklung sowie Stromverdrängung werden berücksichtigt. Vergleiche zwischen Rechnung und Messung bezüglich Stromverlauf, Leistung, Kraft, Drehmoment, Feldverteilung, parasitärer Effekte für Drehstrom-, Einphasen-und Linearmotoren usw. werden im Teil II durchgeführt.

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General field-harmonic theory for three-phase, single-phase and linear motors with squirrel cage rotor, taking multiple armature reaction and slot openings into accountPart I: Theory and method of calculation

Contents The fundamental and harmonic currents of the primary and secondary part are obtained from a system of simultaneous complex equations. The self-and mutual inductances are represented by multiple Fourier series, whereby the slot openings are considered by permeance waves, obtained from homopolar and heteropolar potential distributions. The theory allows the determination of circular currents in the end rings and unipolar air-gap fields. Ordinary three-phase and single-phase motors are treated as special cases of the linear motor. Star-, delta- or parallel connection of the windings as well as the skin effect of the rotor bars are taken into account. Comparisons between calculation and measurements concerning currents, power, forces, flux density distributions and parasitic effects for three-phase, single-phase and linear motors are given in Part II.

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Liste der verwendeten Symbole Nutenwinkel - Z Nutenzahl - L _s Primärteillänge - L _L Lückenlänge (Außenraumlänge) - l Umfang - l _e Eisenbreite - p Polpaarzahl der Wicklung - m Strangzahl - q Nuten pro Pol und Strang - Spulensehnung in Nuten - U _k Klemmenspannung des Strangesk - ,f Kreisfrequenz, Frequenz - I Strom, Effektivwert - k Strang-Bezeichnung - N Windungszahl - k _w Wicklungsfaktor - x Koordinate in Laufrichtung - Magnetischer Leitwert - ₂ Positionswinkel des Sekundärteiles - v Polpaarzahl der MMK-Wellen des Primärteiles - n ₁,n ₂ Ordnungszahl für die Leitwertswellen der Nutung - n Ordnungszahl für die Leitwertswellen des Außenraumes - _g geometrischer Luftspalt - _L Luftspalt in der Lücke - Polteilung - L, M Induktivität - s Schlupf - Polpaarzahl der MMK-Wellen des Sekundärteiles - Polpaarzahl der MMK-Wellen des Primärteiles von Oberströmen - b Ordnungszahl (Sekundärteil-MMK, Primärstrom) - a Maschen-Bezeichnung des Käfigs - –, * komplex, konjugiert-komplex Indizes links oben: Ordnungszahlen (b, n ₁,n ₂,n), Polpaarzahlen (, , ). Indizes rechts unten: Ortsbezeichnungen; 1 für Primärteil, 2 für Sekundärteil, für Luftspalt,k für Strang,a für Käfigmasche,R für Ring,L für Lücke (Außenraum). - ^b,bL_,k,k Selbst- bzw. Gegeninduktivität zwischen den beiden Strängenk undk des Luftspaltes . Vom Strom des Strangesk mit der Ordnungszahlb wird damit im Strangk eine Spannung mit einer Kreisfrequenz^bs entsprechend der Ordnungszahlb induziert. - ^v,bM_1,2,k Gegeninduktivität zwischen Primär- und Sekundärteil. Vom Strom des Strangesk mit der Ordnungszahlb wird damit im Sekundärteil eine Spannung mit einer Kreisfrequenz^vs entsprechend der Polpaarzahl induziert.     

Beitrag zur Theorie des Spaltpolmotors

Übersicht Der im Aufbau einfache Spaltpolmotor erfordert zur Erklärung und Behandlung aller Erscheinungen ein umfangreiches Gleichungssystem. Aus den Spannungsgleichungen lassen sich über die Motorkenngrößen die Ströme und hieraus über die fiktiven Luftspaltfelder die Drehmomente ermitteln. Sättigungs-und Oberfeld-Einflüsse werden berücksichtigt. Die Wirkungen der Luftspaltfelder, wie Erzeugung von Drehmomenten, Stromwärmeverlusten, Luft- und Körperschall, werden ebenso behandelt wie die Verringerung der schädlichen Felder. Messungen an einem großen, stark ausgenutzten Motor bestätigen die abgeleiteten Gleichungen. Für die Untersuchung der Luftspaltfelder werden drei Verfahren benutzt. Die Arbeit schließt mit Auslegungsrichtlinien und Regeln für die Vorausberechnung.Übersicht der benutzten Formelzeichen Augenblickswert des Strombelags in A/cm - Augenblickswert der Induktion in Vs/cm² - Diagrammvektor des Stromes in A - Totale Induktivität in Hy - Teilinduktivität in Hy - Gegeninduktivität in Hy - Augenblickswert der Radialkraftwelle in kp - Amplitude der Radialkraftwelle in kp - Diagrammvektor der Spannung in V - A Amplitude der Strombelagswelle in A/cm - B Amplitude der Drehinduktionswelle in Vs/cm² - b Ständerabmessung in cm - C ₁ Federhärte der Läuferwelle in kp/cm - c _y Fourierkoeffizient fürv-tes Feld - d _v Fourierkoeffizient fürv-tes Feld - E Effektivwert der EMK in V - e 2, 7182=Basis des natürlichen Logarithmus - e _x Augenblickswert der an der Stelle induzierten EMK in V - F Amplitude der Felderregerwelle in A - F _sp Wirksamer Durchtrittsquerschnitt der Meßspule in cm² - f Frequenz in Hz - f() Augenblickswert der Felderregerkurve in A - g ganze Zahlen=1,2,3,... - I Effektivwert des Stromes in A - i Augenblickswert des Stromes in A - j - K Konstante - l Effektive, achsiale Länge des Blechpakets in cm - l _m Mittlere Windungslänge in m - M Drehmoment in cmkp - N _rel Relative Strahlungsleistung in W - n Umdrehungszahl in 1/min - n ₀ Synchrone Drehzahl des Grundfeldes in 1/min - p Polpaarzahl des Grundfeldes - q Leiterquerschnitt in mm² - R Läuferaußenradius in cm - R Gesamter Wirkwiderstand einer Wicklung in (gekennzeichnet durch , oder ) - ^– Ordnungszahl (Polpaarzahl) der Radialkraftwelle - Teilwiderstand in (gekennzeichnet durch , oder ) - s Schlupf - t Zeit in s - t Polteilung in cm - U Effektivwert der Spannung in V - u Augenblickswert der Spannung in V - V Stromwärmeverluste in W - Windungszahl - Umfangskoordinate - Z Läufernutenzahl - _s Schrägungswinkel - Geometrischer Luftspalt in cm (ohne Kennzeichnung) - Effektiver Luftspalt in cm (mit Kennzeichnung) - Räumlicher Winkel zwischen Haupt- und Spaltpol - Feldfaktor - ₁ Resonanzüberhöhung - Spezifische elektrische Leitfähigkeitin m/mm² - Ordnungszahl der Felder - Streuleitwert (mit Kennzeichnung) - Ordnungszahl der Oberströme - ₀ 4 °10^–9 - _str Relative magnetische Leitfähigkeit des Streublechs - v Polpaarzahl der Felder - 3,1415 - Ordnungszahl der Oberströme - Streufaktor (mit Kennzeichnung) - _g Geometrischer Streukoeffizient des Läufers - Scheitelwert des magnetischen Flusses in Vs - Elektrischer Phasenwinkel - Kreisfrequenz in 1/s - A Anzugs- - ges. Gesamt- - i Bestimmter Wert - K Kipp- - L Luftspalt- - m Mittlerer Wert - N Nenn- - o Leerlauf, offener Läufer - p Grundfeld - R Läuferendring oder Wickelkopf - res. Resultierend - s Läuferstab- - sp Meßspule - str Streublech - Stelle - -tes Feld - -ter Erregerstrom - v v-tes Feld - -ter Erregerstrom - Streuinduktivität (ber und ) - -ter Erregerstrom - 1 r=1 - 12 Hauptopol-Läufer - 32 Spaltpol-Läufer - 13 Hauptpol-Spaltpol - 3p 3p-faches Feld - + Mitlaufende Komponente - – Gegenlaufende Komponente - = Gleichstrom - Hauptpol - Läufer - Spaltpol - Vektor Mit 25 Textabbildungen     

Transformation method for electromagnetic wave problems with moving boundary conditions

Contents A method for the solution of initial-boundary-value problems of the wave equation with moving boundary conditions is presented, which transforms the wave equation for the region with moving boundary into a form-invariant wave equation for a region with fixed boundary. Two kinds of transformations are found which refer to regions (1) expanding and (2) contracting with (increasing) time. As an application, the compression of microwaves in a one-dimensional cavity 0xs(t) with fixed liner atx=0 and an inward moving liner atx=s(t) is treated analytically. It is shown that large amounts of microwave energy can be generated in the final compression stages(t)0 with the help of a copper liner driven by explosives ( 10^3 m/s$$ " align="middle" border="0"> ), for times of the order of the electromagnetic diffusion time, _D =d ²10^-2s. Such microwave compressions proceed quasi-statically for non-relativistic liner velocities, .

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Transformations-Methode für elektromagnetische Wellenprobleme mit bewegten Randbedingungen

Übersicht Eine Methode zur Lösung von Anfangs-Randwert-Problemen der Wellengleichung mit bewegten Randbedingungen wird gegeben, welche die Wellengleichung für das Gebiet mit bewegter Grenzfläche in eine form-invariante Wellengleichung für ein Gebiet mit ruhender Grenzfläche umformt. Zwei Arten von Transformationen werden gefunden, welche sich auf zeitlich (1) expandierende und (2) schrumpfende Gebiete beziehen. Als Anwendung wird die Kompression von Mikrowellen in einem eindimensionalen Hohlraum 0xs(t) mit einem festen Liner beix=0 und einem nach Innen bewegten Liner beix=s(t) analytisch behandelt. Es wird gezeigt, daß sich große Mengen von Mikrowellen-Energie in der Endphases(t)0 der Kompression mit Hilfe eines durch Explosivstoffe angetriebenen Kupfer Liners ( 10^3 m/s$$ " align="middle" border="0"> ) erzeugen lassen, für Zeiten von der Größenordnung der elektromagnetischen Diffusionszeit _D =d ²10^-2s. Derartige Mikrowellen-Kompressionen erfolgen quasi-statisch bei nicht-relativistischen Liner Geschwindigkeiten, .

     

Pendelmomententwicklung bei der stromrichtergespeisten Asynchronmaschine mit Berücksichtigung des welligen Zwischenkreisstroms

Übersicht Im Betrieb der Drehstromasynchronmaschine am Stromzwischenkreisumrichter treten bei niederpulsiger Einspeiseschaltung infolge des welligen Zwischenkreisstroms zusätzliche Pendelmomente auf. — Die Amplituden und Frequenzen der zusätzlichen Pendelmomentharmonischen werden in Abhängigkeit der Größe und Frequenz des Wechselanteils im Zwischenkreisstrom angegeben. Es wird die Auswirkung auf ein schwingungsfähiges Zweimassen-Antriebssystem dargestellt.

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Oscillating torques of an inverter feeded asynchronous motor with considering a pulsating intermediate circuit current

Contents During operation of an three phase asynchronous motor feeded by a d.c. current intermediate circuit inverter additional oscillating torques are produced as a result of an alternating current superposed on the direct current in the dc-link. — Magnitudes and frequencies of the additional oscillating torques caused by an ac-current with definite magnitude and frequency in the dc-link are determined. Moreover the reaction of the torque harmonics in a two — mass oscillating drive group is discussed.

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Verwendete formelzeichen I _N Effektivwert des Nennstroms - S _N Nennscheinleistung - T _K Kommutierungszeit - T ₂₀ Läuferleerlaufzeitkonstante - U _N Effektivwert der Nennspannung - ₁ Trägheitsmoment der Antriebsmaschine - ₂ Trägheitsmoment der Lastmaschine - c Torsionsfedersteifigkeit - d Dämpfungsbeiwert für Torsionsschwingungen - f ₀ Nennfrequenz - f ₁ Frequenz des Grundschwingungsstroms - f Frequenz des -ten Zwischenkreisstrom-Wechselanteils - f _p Frequenz der elektrisch entwickelten Pendelmomente - f _r Torsionsresonanzfrequenz - p Polpaarzahl - Taktwinkel - Phasenwinkel des -ten Zwischenkreisstrom-Wechselanteils - Elektrischer Stellungswinkel des rotierenden Läuferkoordinatensystems zum Ständerkoordinatensystem - Gesamtstreuziffer - ₂ Läuferstreuziffer - ₂ Nennkreisfrequenz - ₁ Kreisfrequenz des Grundschwingungsstroms - _w Kreisfrequenz des -ten Zwischenkreisstrom-Wechselanteils Relative größen u Spannung - i Strom - Flußverkettung - r Ohmscher Widerstand - x Reaktanz Indizierung ()₁ Kennzeichnung für Ständersystem - ()₂ Kennzeichnung für Läufersystem - ()u, v, w Kennzeichnung der Phasenstränge - () Auf das Ständersystem transformierte Größe - ()^* Konjugiert komplexe Größe - () Scheitelwert - (-) Relative Größe - (-) Komplexe Größe, Raumzeiger - ()h Indizierung für Haupt ... - ()d Gleichanteil - ()p Pendelgröße     

Eingangsstufen extrem breitbandiger Repeater für digitale optische Nachrichten-Übertragungssysteme

Übersicht Für digitale optische Breitbandsysteme höchster Bitrate wird eine Empfänger-Eingangsstufe vorgeschlagen, bestehend aus einer GaInAsP/InP-Avalanche-Photodiode, einem Impedanzwandler und einem Kettenverstärker mit bipolaren Si-Transistoren in Basisschaltung. Empfangsseitig erlaubt diese Stufe Bitraten bis 6 Gbit/s. Bei einer Fehlerwar-scheinlichkeit von 10^–9 beträgt im Bereich =1,3 bis 1,6 m die minimale optische Empfangsleistung—29 dBm.

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Front-end of extremely wideband digital optical repeater

Contents An input stage for digital optical repeaters is proposed, capable of bitrates up to 6 Gbit/s. The front-end consists of a GaInAsP/InP-avalanche-photodiode, an impedance transformer and a distributed amplifier with bipolar Si-transistors in common-base configuration. Within the optical range from =1.3 m to 1.6 m the minimum optical receiving power is—29 dBm for an error rate of 10^–9.

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Mitteilung aus dem Institut für Elektrische Nachrichtentechnik der Universität Stuttgart