新颖应用电路·实用电路集

图1所示的数字控制振荡器可用作开关电容滤波器的钟频信号源,而其价格不到1美元.工作时,节点A(施密特触发器倒相器IC_(2A)的输入端)的电压在滞后门限之间振荡.数/模转换器IC_1,通过控制进入引脚4(I_0)的电流(这一电流确定电容C_1的充电速率)调定振荡频率.     

宽范围可调稳压器

图1是一可调稳压器的简化框图,该稳压器可提供对电流和电压的精密控制并且能自动从一种模式转换到另一种模式。图中电位器R_v设定所稳定的电压;R_1决定稳定电流。此设计避免了在电流电压稳定电路中经常的折衷,因精密运放IC_3作为一电压跟随器并作为具有零下降电压的电流传感器。利用从电压调整环中移去负载电流传感工作的方法,此运放允许电路完成电流和电压的精密调整;即IC_3仅允许负载电流I_s在自己的反馈电阻R_3内流过而强迫V_(OUT)等于被稳定的电压(V_(AB))。因而电压工作模式有下面关系存在: V_(OUT)=V_(AB)+∈_V=V_(REF)R_V/R_1+∈_V, 式中∈是加到V_(AB)上的误差电压: ∈_V=±V_(OS)-I_LR_S/A_O V_(OS)和A_O分别是IC_3的输入失调电压和开环增益。例如将运放07的保证说明书与I_SR_S的最大值相结合(0.6V)得到对于任何输出电压,∈_V≤27V。在电流控制模式, I_L=I_S+∈_1≈V_(REF)R_I/(R_2R_S)+∈_1, 和∈_1=±(I_(OS)+I_B/2) 式中∈为IC_3的误差贡献,I_B和I_(OS)是IC_3的输入偏置和失调电流。再者,从OP-07保证说明书得到作为一个绝对值,对于任何负载电流∈_1≤4nA。利用补偿Q_1的截止电流I_(CO)的方法,电流吸收I_Q>I_(CO)把输出电流的较低限范围扩展到接近于零。二极管D_1和D_2保证此补偿使输出接近于0V。图2给了一实际的电路图,它可提供范围从0-300V和10nA到20mA的稳定输出。精度和漂移实际上与REF-05稳压器(IC_5)相同。额外的元件(同图1比较)加强了分辨力和可靠性。例如,D_8-D_(13)防止运放输入过载。频率补偿元件是在电压环内C_1,R_5,C_2和R_7以及在电流环内的C_3和R_1~0。Q_4提高IC_4的输出电流能力。Q_3,D_1,D_2和R_2构成电流吸收电路(如图1中I_Q)。为了修正在主电流控制环内慢响应引起的任何可靠性损失,Q_2和R_1形成输出电流的快速控制通道。     

输出100mA时产生5V输出电压的SEPIC

有些应用场合要求集成电路的输入电压高于其电源引脚的击穿电压。在升压变换器和SEPIC(单端初级电感变换器)中,可以把集成电路的V_(IN)引脚与输入电感器分开,并使用简单的齐纳稳压器来产生集成电路的电源电压。图1示出了一种使用4～28V输入电压、在输出电流为100mA时产生5V输出电压的SEPIC。在这一应用中,因为电源电压超过了IC_1的最大输入电压,所以IC_1的电源电压是由Q_1和Q_2产生的。该电路使用Q_1代替齐纳二极管以节约成本。Q_1的射极-基极击穿电压提供了稳定的6V基准电压。Q_2是一个跟随器,它为集成电路提供电源电压。此电路展示了一种拓宽集成电路输入电压范     

提高电流源性能的JFET级联技术

很多工艺控制传感器(如热敏电阻器和应变桥)都需要精确的偏置电流。增加一只电流设置电阻器R_1后,电压基准电路IC_1就可以构成一个恒定和精确的电流源(图1)。     

具有滞后量的频率视窗比较器

图1所示的频率比较器,使用了两只VDO。C_1、R_1+R_2以及引脚9上的电压决定了IC_1(900Hz)的频率。C_3、R_5+R_6以引脚9上的电压决定了IC_2(1580Hz)的频率。如果f_(IN)低于900Hz,那么IC_1中相位—比较器2的P2输出为高值,并通过R_4-C_2低通滤波器将IC_2的禁止输入驱动为高值。结果,IC_2中的VCD被关断。f_(IN)因此而高于IC_2的频率(0Hz),所以IC_2中的相位-比较器2的P2输出变低,再通过R_8-C_4低通滤波器得到低电平输出。如果f_(IN)高于900Hz而低于1580Hz,那么,IC_1的P2输出就变低,启动IC_2中的VCO。IC_2的频率高于f_(IN),所以     

提供绝对值的电路

这种直接耦合的绝对值电路具有低输入偏流、高输入阻抗和驱动2.5V(50Ω负载)的能力.晶体管Q1对输入进行缓冲来得到高输入阻抗,并通过R_(10).偏移输入电平,以便与大电流增益晶体管Q2以及R_4、R_7、R_8、R_9和R_(11)组成的单位增益例相器的输入相匹配.输入偏流通过R_1和R_2,而不流经输入源.在正输入电压时,Q1、Q3上R_3和R_(10).形成一个零偏置电压跟随器.而倒相器使Q4截止.在负输入电压时,Q3截止,而倒相器通过Q4驱动输出,以至Vout=|Vin|.     

线性度为0.05％的低功耗和低电压A/D转换器

图1a所示的这种积分式3V的A/D转换器体积小,不需负电源和昂贵的精密元器件,仅耗用10μA这样的极小的电流。一次转换包括执行12,000次比较操作,大约只花300ms。每一次比较之后,μC将关闭IC_(2A)高限比较开关和IC_(2B)低限比较开关。这两个比较开关或者把V_(REF)(12V)接至它们的“B”端,或者把地端接至它们的“B”端,从而产生一种脉冲宽度调制(PWM)信号。R_1和C_1参照C_(IN)对此信号进行滤波和微秘分。IC_1把所得结果和转换器内部产生的1.2V的V_(REF)进行比较。     

为电流传送器供电的环路

图1所示是一种可提供环路直流电压为20～30V环路电流为10～20mA的电路的作用是作为恒定电流(I_p)源。IC_2、R_1和R_2联合组成一个提供12V电源电压(V_(?))的分路调整器。IC_2是一只TL032运算放大器。传感器电路可以是电阻温度检测器电路,或任何其他的传感器调整电路或信号调     

降低交流耦合触发器功耗

在通常使用的交流耦合RC触发器中,小的RC时间常数是功率消耗主要原因(见图a)。例如,100ns的RC器件,消耗功率10mw一是两片LSTTL门的两倍多。但若按图(b)简单地重新连接R_2和R_1,其电路功耗减半而性能更佳。图(b)中的电阻接法消除了电路中RC网络不工作时的损耗。例如,当IC_(1a)的2脚输入是逻辑“0”时,R_1和R_2功耗为零,这是因为电阻的两端电压都是5V。同时,IC_(1b)的输出逻辑“0”让电流通过R_3和R_1并在5脚输入端产生3V电压(逻辑“1”)。负跳变加在C_2上触发该触发器;而类似的信号加在C_1上将再次触发触发器。值得一提的是:在电路中,未工作的RC网络把门电压提升到V_(cc)(不在门输入线性区,会增加功耗)。     

多速率视频同步分离器

这种双比较器、多速率视频同步分离器可提供与合成视频输入信号同步脉冲相一致的独立水平和垂直脉冲.这一电路采用LM319双比较器集成电路和相关的无源元件,可以通过1280×1024/1:1(非隔行)工业高档视频速率将水平(HSYNC)和垂直(VSYNC)同步脉冲从标准RS170视频(525/2:1隔行)中分离出来(参见附图).合成视频输入信号通过电容器C_1和C_2交流耦合到R_2和R_3以及二极管CR1结点.视频同步端由CR1箝位在约4.5V,并加到比较器U1A的非倒相输入(引脚4).电阻分压器R4-R5确立比较器U1A倒相输入(引脚5)的阈值电