PMD补偿反馈控制信息DOP与DGD的数学模型

与电功率反馈控制信息相比,偏振度(DOP)作为偏振模色散(PMD)动态补偿技术中的反馈控制信息在码率透明等方面有其优势.本文以准单色光理论和2×2相干矩阵为基础,推导了DOP与差分群延迟(DGD)之间的一般数学关系,推导中考虑了光脉冲波形函数、脉冲宽度、光在两个偏振主态上分光比等因素对这一关系的影响;给出了表示两偏振主态(PSP)方向上光脉冲交叠程度的相干函数;计算了当脉冲波形函数为高斯型时DOP的表示式,给出了当分光比为0.5和不同高斯脉冲宽度下光偏振度随差分群延迟变化的关系曲线.将理论计算结果与用10Gb/s的伪随机序列在归零码(RZ)下的实验测量数据进行了比较,表明在一定的DGD范围内理论计算与实验结果一致.     

光谱宽度对偏振度与差分群延时关系影响的研究

理论推导出准单色光波情况下、输入信号为高斯脉冲时偏振度(DOP)与差分群延时(DGD)关系的简明解析表达式.通过对偏振度公式的理论分析,得出了DOP随DGD变化的关系由分光比以及光源的光谱宽度决定的结论.用不同光谱宽度的10 Gbit/s归零(RZ)伪随机码光源实验研究了DOP与DGD的关系,实验结果表明了理论推导和分析的正确性.理论分析表明 ,除了分光比参数外,只有能够影响光谱宽度的参数才会对DOP-DGD关系式产生影响,如调制码型、调制啁啾和脉冲变换极限宽度等,而其它因素则与DOP-DGD关系式无关,如色散、线路啁啾以及脉冲实际宽度等.     

40 Gb/s光纤通信系统中一阶PMD对信号频谱的影响

首先给出了受一阶偏振模色散(PMD)影响的40 Gbit/s高斯脉冲信号功率谱的数学表达式,并分析了脉冲波形、分光比、监测频率以及差分群延时(DGD)对接收信号功率谱的影响.实验测量了在分光比为0.5时的40 Gbit/s归零(RZ)码伪随机信号在接收频率为12 GHz处的电功率谱密度随DGD变化的关系,实验结果与理论计算一致.这表明,对于40 Gb/s的光纤通信系统,可以通过简单地检测某一特定频率的电信号功率,动态跟踪系统中PMD的变化情况,从而为补偿一阶PMD提供了重要依据.     

基于偏振度的差分群时延检测的理论分析

文章从理论上分析了信号偏振度(DOP)和各阶偏振模色散(PMD)、光脉冲宽度的关系,当DOP用于差分群时延(DGD)检测并作为PMD补偿的控制信号时,必须综合考虑这些因素;说明了DGD、一阶和二阶PMD对最大和最小DOP的影响,以及光脉冲宽度对DOP检测范围的影响。     

光纤通信系统中偏振损耗对偏振态的影响

推导出具有偏振相关损耗(PDL)器件的Stokes模型,研究了光纤通信系统中PDL对光信号偏振态(SOP)的影响。数值模拟结果表明,入射信号光偏振度(DOP)小于1时,PDL对出射信号光的DOP和强度有直接影响;当入射光DOP等于1时,PDL对出射信号光的DOP没有影响,但随PDL的增加,出射光强度迅速减小,且信号光的SOP变化加剧。     

m序列码的偏振度与差分群延迟关系的理论分析和实验研究

偏振模色散是高速光纤通信系统的主要问题之一.在用偏振度作为反馈信号的动态偏振模色散补偿系统中,偏振度与差分群延迟的关系对于准确快速的动态偏振模色散补偿很重要.本文推导了准单色光波情况下任意波形和高斯脉冲的偏振度的数学表达式,分析了高斯脉冲情况下,连续脉冲个数和伪随机m序列码长度的变化对偏振度与差分群延迟关系的影响,特别分析了m序列码长度一定时,分光比和脉冲宽度的变化对二者关系的影响.用10Gbit/s 7级m序列归零码进行了实验,实验证明了理论推导的正确性,还验证了偏振度的大小与脉冲啁啾和光纤色散无关.     

偏振模色散补偿的实验研究

实验研究了高斯脉冲在PMD系数为225Ps／km^1/2的光纤中传输,发现超高的偏振模色散引起脉冲分裂,并用基模的两正交偏振分量耦合走离解释了脉冲分裂的成因．用PSP法实验研究了超高PMD的补偿,使输入光脉冲的偏振态对准光纤的偏振主态,可以大大减弱光纤PMD对传输信号的影响。     

新型调制格式在PMD补偿技术中的应用

文章通过仿真得到了非归零(NRZ)码、载波归零(CSRZ)码、NRZ-差分相移键控(DPSK)和CSRZ-DPSK信号在偏振模色散(PMD)补偿前后的偏振度(DOP)值和剩余差分群时延(DGD)值.结果表明,与二进制强度调制(OOK)格式相比,DPSK补偿后的DOP值更多地分布在接近1的范围,剩余DGD值也较小,其中CSRZ-DPSK补偿效果最好,是实现PMD缓解与补偿动态结合的首选调制格式.     

偏振模色散缓解技术中调制码型的实验研究

本文通过巧妙地调节LiNbO3调制器的偏置电压，利用两个调制器实验得出占空比分别为33％和50％的归零（RZ）码、占空比66％的载波抑制归零（CSRZ）码，并利用这几种码型分别测出偏振度（DOP）与差分群时延（DGD）之间的关系。结果证实CSRZ码的DOP的变化范围较大，在抑制偏振模色散方面较优越。     

ASE噪声偏振化对偏振分光光信噪比监测的影响

偏振相关损耗(PDL)引起的自发辐射(ASE)噪声偏振化是导致偏振分光方法监测光信噪比(OSNR)不准确的重要因素,分别研究了ASE噪声与信号偏振平行和偏振正交2种情况下OSNR监测的误差,推导得出了误差计算公式并通过仿真实验得到验证.理论分析和信真实验结果表明:测量误差随着ASE噪声偏振度(DOP)的增加而变大,且与待测信道本身的OSNR基本无关;比较而言,ASE噪声与信号偏振平行时对监测的影响更严重.当与信号偏振平行的ASE噪声的DOP为0.75时,误差值达6 dB.     

RZ码和NRZ码的偏振模色散自适应补偿特性比较

建立了自适应偏振模色散补偿系统,利用偏振度作为反馈信号,对40 Gb/s的RZ和NRZ码分别进行了PMD补偿的数值模拟,结果显示,采用DOP作反馈信号、用二段补偿器和三段补偿器对二种码型的PMD补偿均是有效的.但由于高阶PMD的影响对NRZ码的补偿效果要优于RZ码,特别是存在偏振相关色散的影响时,对RZ码的补偿的影响在明显大于NRZ码,这说明,对于RZ码补偿偏振相关色散是必要的.     

一种新型偏振态发生器

为了满足评价系统中光器件的光学偏振相关效应(OPRE)所需标准偏振激光光源的需要,本文提出一种新型的偏振态发生器(PSG)的实现方法,使用激光光源、线性起偏器、可旋转的1/4波片(QWP)和可旋转的1/2波片(HWP)的组合实现任意偏振态激光的产生.利用一种简便的二维平面几何方法,从理论上分析了该方案的正确性,并推导出了相应的控制算法.实验结果表明,该PSG可以提高精度产生任意偏振态,并且具有成本低、易于实现和控制算法简单等优点.     

一种新型偏振态综合仪的实验研究

提出一种新型的偏振态综合仪的实现方案。该方案通过激光光源、线性起偏器、可旋转的1／4波片（QWP）和可旋转的1／2波片（HWP）的组合实现任意偏振态（SOP）的产生。利用二维平面几何方法,从理论上分析了该方案的正确性并推导出了相应的控制算法。实验结果表明,该仪器可以高精度产生任意SOP,且具有成本低、易于实现和控制算法简单等优点。该仪器在研究偏振相关效应对光纤通信系统和光器件的影响具有重要应用价值。     

全光DWDM网络偏振模色散分析及其均衡方案

偏振模色散（PMD）已成为长距离高速率数据光网络的主要限制因素。文章首先分析了PMD产生的机理，然后对PMD建立了理论模型，以此为基础，提出了全光DWDM网络的PMD多通道同时均衡的方案。     

邦加球在分析光纤偏振态传输中的应用

应用邦加球法对单模光纤及其一、二阶偏振模色散(PMD)和保偏光纤及其在非线性效应中偏振态的传输过程进行了分析。分析表明，邦加球在光纤偏振态传输的分析中具有独到之处。     

10Gbit／s光纤通信系统偏振模色散动态补偿技术

分别用固定长度保偏光纤和可变光延迟线实现偏振模色散(PMD)补偿的实验。从理论和实验上分析了射频电功率随差分群延迟(DGD)的变化，实验给出了两种补偿方案的补偿前后的眼图。对固定补偿和动态补偿各自的特点进行了分析比较。固定补偿的速度很快，但补偿的精度不够高；而用光可变延迟线的补偿可以实现动态补偿并且补偿精度高，但有时响应时间较长。     

采用滤波技术提高不同码型差分群时延动态范围研究

采用宽带滤波、窄带滤波和非对称滤波3种滤波技术,将其分别应用于归零码（RZ）、载波制RZ（CSRZ）、差分相移键控RZ（RZ-DPSK）和差分相移钯控的载波抑制RZ（CSRZ—DPSK）4种不同码型的系统中,数值模拟结果表明,滤波技术确能提高差分群时延（DGD）的监控范围;在3种滤波技术中,以窄带滤波技术适合每种码型并使用DGD响应范围最大而具有更好的优势。实验验证了滤波技术提高DGD响应范围的有效性。     

偏振模色散对光纤系统的影响及补偿方案研究

PMD是对高速长距离光纤传输系统影响较大的一个因素。描述了一阶PMD补偿的基本原理及其局限性,给出PMD补偿系统的一般模型,对各个模块和关键技术进行较为详细的讨论。对高阶PMD及其补偿问题进行分析与讨论,并实现了一种二阶PMD补偿器的具体设计与实验研究。     

BER minimization for dual‐polarized wireless systems with polarization‐domain rotation

We consider the problem of bit error rate (BER) degradation because of the power gain imbalance between horizontal (H)‐polarization and vertical (V)‐polarization components in an orthogonal dual‐polarization transmission system. To alleviate the aforementioned BER degradation problem, we propose a non‐orthogonal polarization‐domain rotation scheme where the axes of H‐polarization and V‐polarization components are rotated with different angles at the transmitter and de‐rotated at the receiver. In addition, in order to assess the effectiveness of the polarization‐domain rotation scheme, we derive the closed‐form BER expression under a practical dual‐polarized channel model, which is represented by cross‐polarization ratio and co‐polarization ratio (CPR). We also derive the approximated BER expressions for the two asymptotic values of CPR: balanced CPR and infinite CPR. With the derived BER expressions, we find the optimal rotation angles that jointly minimize the BER. According to the numerical results, it is shown that about 3dB E_b/N₀ gain is obtained at the BER of 10^?4 and the CPR of 10dB by the polarization‐domain rotation scheme with optimal rotation angles compared with the conventional orthogonal dual‐polarization transmission. Copyright © 2015 John Wiley & Sons, Ltd.